用于宽带A/D转换器的变压器耦合前端
随着更高频率中频采样的推进，a/d转换器的模拟输入和整体前端设计已成为接收器设计的关键要素。许多应用正在迁移到超奈奎斯特采样，以消除系统设计中的混杂阶段。放大器在这些高频下会带来问题，因为高性能并不像通常使用的奈奎斯特应用那样容易实现。此外，无论使用何种输入频率，放大器的固有噪声都会降低adc的信噪比（snr）。变压器为设计人员提供了一种相对简单的解决方案，既解决了噪声问题，又为高频输入提供了良好的耦合机制。
变压器
让我们看一下变压器的基本构成，并总结它为用户提供的功能。首先，变压器本质上是交流耦合的，因为它是电气隔离的，不会通过直流电平。它为设计人员提供了基本无噪声增益，这取决于设计人员选择的匝数比。变压器还提供了一种从单端电路转换为差分电路的快速简便方法。最后，中心抽头变压器提供了任意设置共模电平的自由。这种优点的组合减少了前端设计中的组件数量，在这种情况下，将复杂性保持在最低水平至关重要。
但是，使用中心抽头变压器时应小心。如果转换器电路在差分模拟输入之间出现较大的不平衡，则大量电流可能会流过变压器的中心抽头，可能会使磁芯饱和。例如，如果 v裁判用于驱动变压器的中心抽头，满量程模拟信号过驱动adc的输入，打开保护二极管。
变压器虽然外观简单，但不应掉以轻心。有很多东西需要了解和学习。让我们看一个简单的变压器模型，看看什么是“引擎盖下”。几个简单的公式将理想变压器端子上的电流和电压联系起来，如图1所示。当变压器升压时，其阻抗负载将反射回输入端。匝数比 a = n 1/n2 定义了一次电压与次级电压的比率;电流成反比（a = i 2/i1），从次级反射的初级阻抗之比为匝数比的平方（z1/z2 = a 2).变压器的信号增益简单地表示为20 log （v2/v1） = 20 log √（z2/z1），因此电压增益为3 db的变压器的阻抗比为1：2。这使得设计的第一步变得简单。
图 1a.变压器输入和输出变量。
图 1b.典型的变压器型号。
图1b显示了变压器与理想相对应的许多固有和寄生偏差。它们中的每一个在建立变压器的频率响应方面都有作用。它们可以帮助或阻碍性能，具体取决于前端实现。图1b提供了一种对变压器进行建模以获得一阶期望的好方法。一些制造商在其网站上或通过支持小组提供建模信息。任何计划使用硬件进行模型分析的人都需要一个网络分析仪和少量样本来正确进行所有测量。
真正的变压器有损耗和有限的带宽。正如寄生效应配置所暗示的那样，可以将变压器视为宽带带通滤波器，其定义点为–3 db。大多数制造商会根据 1、2 和 3 db 带宽来指定变压器频率响应。幅度响应伴随着相位特性。通常，一个好的变压器在其频率通带上会有1%到2%的相位不平衡。
现在我们来看一些涉及adc变压器耦合前端的设计示例。由于变压器主要用于隔离和中心抽头，因此这些示例将通过使用单位匝数比进行简化以供讨论。
例子
在图2所示的第一个示例中，使用14位、80 msps adc的ad6645，差分输入阻抗为1 kohm。33 欧姆串联电阻器可隔离 adc 输入电路中的瞬态电流。选择 501 欧姆终端电阻以在初级端实现 50 欧姆输入，以匹配 50 欧姆模拟输入源。因此
(1)
变压器次级中的电阻组合有效地与 58 欧姆电阻并联。终端电阻的选择取决于所需的输入阻抗。为简单起见，假设本节中的所有示例都需要与 50 欧姆源匹配。
图2.一种 1：1 变压器，将 50 欧姆输入源与具有已知输入阻抗的 adc 耦合。
这是一个简单的例子，因为我们假设输入频率在基带或第一奈奎斯特区。但是，如果要求前端设计来处理100 mhz模拟输入，则情况会大不相同。变压器中会发生什么？在施加如此高的if频率时，寄生电容耦合（图1b中的c2–c5）的任何差异都会使变压器的次级输出不平衡。由此产生的不对称性会在转换器的模拟输入端产生偶数阶失真，从而导致数字信号中的二阶谐波失真。
为了说明这一点，图3显示了向初级端施加2 v p-p正弦输入时次级电压（图3a为100 mhz，图3b为200 mhz）。每个次级输出预计会产生1 v p-p正弦波。但在100 mhz时，它们的幅度偏差为10.5 mv p-p，相位不平衡为0.5°。在200 mhz时，幅度差为38 mv p-p，即1.9%。
图 3a. 100mhz 输入。模拟变压器的次级输出：
ain+（绿色）= 1.364 v p-p，ain–（红色）= 1.354 v p-p，差值 = 10.45 mv p-p。
图 3b. 200mhz 输入。模拟变压器的次级输出：
ain+（绿色）= 1.385 v p-p，ain–（红色）= 1.347 v p-p，差值 = 37.72 mv p-p。
改善这种情况的一种方法是与第一个变压器级联应用第二个变压器，以提供额外的隔离并减少不平衡的容性馈通（图 4）。
图4.级联变压器。
使用这种方案，施加到转换器的差分电压不太可能相互偏离，特别是在最重要的高频下。图5说明了这一点：第一个变压器的寄生耦合电容c1和c2的次级差异减小。级联中的第二个变压器可以重新分配丢失的磁芯电流，并向第二个变压器的初级变压器提供更相等的信号。这种配置中的两个级联变压器为高频提供了更好的平衡解决方案。
图5.两个级联变压器改善了信号平衡。
从仿真中可以看出性能优势，如图6所示。在图6a中，模拟输入为100 mhz时，偏差降至0.25 mv p-p或0.013%相位不平衡。在200 mhz（图6b）时，变压器的次级输出之间只有0.88 mv p-p的差异，即0.044%。这是一个很大的改进，通过添加一个额外的组件来实现。
图 6a. 100 mhz. 变压器次级输出的仿真：
ain+（绿色）= 1.25 v p-p，ain–（红色）= 1.25 v p-p，差值 = 0.25 mv p-p。
图 6b. 200 mhz. 变压器次级输出的仿真：
ain+（绿色）= 1.298 v p-p，ain–（红色）= 1.298 v p-p，差值 = 0.88 mv p-p。
另一种方法是使用双巴伦型变压器配置。巴伦（平衡不平衡）的作用类似于传输线，通常比前面讨论的标准磁通型变压器具有更大的带宽。它们可以在初级和次级之间提供良好的隔离，损耗相对较低。但是，它们需要更多的功率来驱动，因为从初级到次级的输入阻抗减半。图7a显示了为实现宽通带而使用的通用实现方案。在图7b中，巴伦型变压器对不平衡进行了预补偿。
图 7a.变压器耦合输入采用双巴伦型变压器配置。
图 7b.使用补偿巴伦型变压器的变压器耦合输入。
响应峰值
图8a显示了典型的变压器频率响应，基本上是带宽超过100 mhz的宽带滤波器的频率响应。与变压器初级串联的电感可用于改变变压器的带宽响应，方法是在通带内达到峰值增益并在通带外提供更陡峭的滚降（图 8b）。电感具有在传递函数中增加零点和极点的作用。
图 8a.典型变压器的频率响应。
图 8b.带电感器的典型变压器的频率响应。
图9所示为图2中带有串联电感的电路。电感值取决于所需的峰值和带宽量。但是，设计人员应注意，当响应平坦度和表现良好的相位响应是重要标准时，这种峰值可能是不可取的。
图9.电感器通过 1：1 变压器和已知的 adc 输入阻抗补偿 50 欧姆输入阻抗。
开关电容型adc
到目前为止，我们只讨论了与已知输入阻抗的adc接口，以ad6645-80为例。但是，具有开关电容接口的adc呢？开关电容adc没有内部缓冲器，因此用户直接与内部采样电路连接，该电路的阻抗随施加的输入频率变化很大。在图10中，模数转换器是具有10 mhz模拟输入的ad9236-80。在轨道（采样）模式下，输入看起来像一个4，135欧姆差分阻抗和一个1.9 pf电容并联。但是保持模式看起来会有所不同。应用笔记an-742提供了获取这些模拟输入阻抗值的良好信息。adi公司的许多开关电容adc值都可以在adi公司网站上的adc产品页面上以电子表格形式下载，提供0.3 mhz至1 ghz的采样保持值。
图 10.开关电容前端实现。
200 nh 串联电感旨在抵消从 adc 输入反射回来的输入电容的电抗，使输入看起来尽可能具有阻性，以便在目标频带内实现良好的 50 欧姆端接。请注意，其他电感值可用于设置所需的带宽和增益平坦度，如图8b所示。
对于此处讨论的所有示例，使用了1：1的匝数比（阻抗比）。因此，变压器提供0 db的标称电压增益。这是最容易配置的变压器类型，因为变压器的寄生效应相对容易理解和补偿。但是，当输入信号较低时，某些应用可能需要固有的电压增益。使用1：2或1：4（阻抗比为4或16）的匝数比，变压器分别提供6 db或12 db的电压增益。
这样做的好处是，与放大器不同，变压器基本上不产生噪声。然而，1：2或1：4变压器中的寄生效应更难补偿，特别是在很宽的频率范围内。例如，在 1：2 匝数比下，电容项翻了四倍，而电感项和电阻项则降至原始值的四分之一。对于 1：4 的匝数比，相同的项向上或向下增加 16 倍。当与开关电容输入adc接口时，挑战更加困难，因为容性项既大又随频率变化。考虑到这些困难，进行此类设计的最佳方法是针对给定频段内的目标中心频率进行优化。
结论
有经验的设计师会注意到，我们的讨论主要集中在理想的电路关系上，虽然暗示了匝数比和寄生问题，以及处理这些问题的一些架构设计方法，但我们只是略过了表面。那么，在处理新设计时要做什么呢？设计人员需要尽可能多地了解为设计选择的与adc相关的变压器。在任何前端设计中，最好的方法是研究在目标频率上起作用的寄生效应。正确的设计和分析涉及使用网络分析仪。它将展示前端设计在给定频率范围内在阻抗、驻波比、插入损耗和差分相位失配方面的作用，从而提供有关adc在变压器耦合应用中如何工作的大量关键信息。
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变压器
让我们看一下变压器的基本构成，并总结它为用户提供的功能。首先，变压器本质上是交流耦合的，因为它是电气隔离的，不会通过直流电平。它为设计人员提供了基本无噪声增益，这取决于设计人员选择的匝数比。变压器还提供了一种从单端电路转换为差分电路的快速简便方法。最后，中心抽头变压器提供了任意设置共模电平的自由。这种优点的组合减少了前端设计中的组件数量，在这种情况下，将复杂性保持在最低水平至关重要。
但是，使用中心抽头变压器时应小心。如果转换器电路在差分模拟输入之间出现较大的不平衡，则大量电流可能会流过变压器的中心抽头，可能会使磁芯饱和。例如，如果 v裁判用于驱动变压器的中心抽头，满量程模拟信号过驱动adc的输入，打开保护二极管。
变压器虽然外观简单，但不应掉以轻心。有很多东西需要了解和学习。让我们看一个简单的变压器模型，看看什么是“引擎盖下”。几个简单的公式将理想变压器端子上的电流和电压联系起来，如图1所示。当变压器升压时，其阻抗负载将反射回输入端。匝数比 a = n 1/n2 定义了一次电压与次级电压的比率;电流成反比（a = i 2/i1），从次级反射的初级阻抗之比为匝数比的平方（z1/z2 = a 2).变压器的信号增益简单地表示为20 log （v2/v1） = 20 log √（z2/z1），因此电压增益为3 db的变压器的阻抗比为1：2。这使得设计的第一步变得简单。
图 1a.变压器输入和输出变量。
图 1b.典型的变压器型号。
图1b显示了变压器与理想相对应的许多固有和寄生偏差。它们中的每一个在建立变压器的频率响应方面都有作用。它们可以帮助或阻碍性能，具体取决于前端实现。图1b提供了一种对变压器进行建模以获得一阶期望的好方法。一些制造商在其网站上或通过支持小组提供建模信息。任何计划使用硬件进行模型分析的人都需要一个网络分析仪和少量样本来正确进行所有测量。
真正的变压器有损耗和有限的带宽。正如寄生效应配置所暗示的那样，可以将变压器视为宽带带通滤波器，其定义点为–3 db。大多数制造商会根据 1、2 和 3 db 带宽来指定变压器频率响应。幅度响应伴随着相位特性。通常，一个好的变压器在其频率通带上会有1%到2%的相位不平衡。
现在我们来看一些涉及adc变压器耦合前端的设计示例。由于变压器主要用于隔离和中心抽头，因此这些示例将通过使用单位匝数比进行简化以供讨论。
例子
在图2所示的第一个示例中，使用14位、80 msps adc的ad6645，差分输入阻抗为1 kohm。33 欧姆串联电阻器可隔离 adc 输入电路中的瞬态电流。选择 501 欧姆终端电阻以在初级端实现 50 欧姆输入，以匹配 50 欧姆模拟输入源。因此
(1)
变压器次级中的电阻组合有效地与 58 欧姆电阻并联。终端电阻的选择取决于所需的输入阻抗。为简单起见，假设本节中的所有示例都需要与 50 欧姆源匹配。
图2.一种 1：1 变压器，将 50 欧姆输入源与具有已知输入阻抗的 adc 耦合。
这是一个简单的例子，因为我们假设输入频率在基带或第一奈奎斯特区。但是，如果要求前端设计来处理100 mhz模拟输入，则情况会大不相同。变压器中会发生什么？在施加如此高的if频率时，寄生电容耦合（图1b中的c2–c5）的任何差异都会使变压器的次级输出不平衡。由此产生的不对称性会在转换器的模拟输入端产生偶数阶失真，从而导致数字信号中的二阶谐波失真。
为了说明这一点，图3显示了向初级端施加2 v p-p正弦输入时次级电压（图3a为100 mhz，图3b为200 mhz）。每个次级输出预计会产生1 v p-p正弦波。但在100 mhz时，它们的幅度偏差为10.5 mv p-p，相位不平衡为0.5°。在200 mhz时，幅度差为38 mv p-p，即1.9%。
图 3a. 100mhz 输入。模拟变压器的次级输出：
ain+（绿色）= 1.364 v p-p，ain–（红色）= 1.354 v p-p，差值 = 10.45 mv p-p。
图 3b. 200mhz 输入。模拟变压器的次级输出：
ain+（绿色）= 1.385 v p-p，ain–（红色）= 1.347 v p-p，差值 = 37.72 mv p-p。
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图4.级联变压器。
使用这种方案，施加到转换器的差分电压不太可能相互偏离，特别是在最重要的高频下。图5说明了这一点：第一个变压器的寄生耦合电容c1和c2的次级差异减小。级联中的第二个变压器可以重新分配丢失的磁芯电流，并向第二个变压器的初级变压器提供更相等的信号。这种配置中的两个级联变压器为高频提供了更好的平衡解决方案。
图5.两个级联变压器改善了信号平衡。
从仿真中可以看出性能优势，如图6所示。在图6a中，模拟输入为100 mhz时，偏差降至0.25 mv p-p或0.013%相位不平衡。在200 mhz（图6b）时，变压器的次级输出之间只有0.88 mv p-p的差异，即0.044%。这是一个很大的改进，通过添加一个额外的组件来实现。
图 6a. 100 mhz. 变压器次级输出的仿真：
ain+（绿色）= 1.25 v p-p，ain–（红色）= 1.25 v p-p，差值 = 0.25 mv p-p。
图 6b. 200 mhz. 变压器次级输出的仿真：
ain+（绿色）= 1.298 v p-p，ain–（红色）= 1.298 v p-p，差值 = 0.88 mv p-p。
另一种方法是使用双巴伦型变压器配置。巴伦（平衡不平衡）的作用类似于传输线，通常比前面讨论的标准磁通型变压器具有更大的带宽。它们可以在初级和次级之间提供良好的隔离，损耗相对较低。但是，它们需要更多的功率来驱动，因为从初级到次级的输入阻抗减半。图7a显示了为实现宽通带而使用的通用实现方案。在图7b中，巴伦型变压器对不平衡进行了预补偿。
图 7a.变压器耦合输入采用双巴伦型变压器配置。
图 7b.使用补偿巴伦型变压器的变压器耦合输入。
响应峰值
图8a显示了典型的变压器频率响应，基本上是带宽超过100 mhz的宽带滤波器的频率响应。与变压器初级串联的电感可用于改变变压器的带宽响应，方法是在通带内达到峰值增益并在通带外提供更陡峭的滚降（图 8b）。电感具有在传递函数中增加零点和极点的作用。
图 8a.典型变压器的频率响应。
图 8b.带电感器的典型变压器的频率响应。
图9所示为图2中带有串联电感的电路。电感值取决于所需的峰值和带宽量。但是，设计人员应注意，当响应平坦度和表现良好的相位响应是重要标准时，这种峰值可能是不可取的。
图9.电感器通过 1：1 变压器和已知的 adc 输入阻抗补偿 50 欧姆输入阻抗。
开关电容型adc
到目前为止，我们只讨论了与已知输入阻抗的adc接口，以ad6645-80为例。但是，具有开关电容接口的adc呢？开关电容adc没有内部缓冲器，因此用户直接与内部采样电路连接，该电路的阻抗随施加的输入频率变化很大。在图10中，模数转换器是具有10 mhz模拟输入的ad9236-80。在轨道（采样）模式下，输入看起来像一个4，135欧姆差分阻抗和一个1.9 pf电容并联。但是保持模式看起来会有所不同。应用笔记an-742提供了获取这些模拟输入阻抗值的良好信息。adi公司的许多开关电容adc值都可以在adi公司网站上的adc产品页面上以电子表格形式下载，提供0.3 mhz至1 ghz的采样保持值。
图 10.开关电容前端实现。
200 nh 串联电感旨在抵消从 adc 输入反射回来的输入电容的电抗，使输入看起来尽可能具有阻性，以便在目标频带内实现良好的 50 欧姆端接。请注意，其他电感值可用于设置所需的带宽和增益平坦度，如图8b所示。
对于此处讨论的所有示例，使用了1：1的匝数比（阻抗比）。因此，变压器提供0 db的标称电压增益。这是最容易配置的变压器类型，因为变压器的寄生效应相对容易理解和补偿。但是，当输入信号较低时，某些应用可能需要固有的电压增益。使用1：2或1：4（阻抗比为4或16）的匝数比，变压器分别提供6 db或12 db的电压增益。
这样做的好处是，与放大器不同，变压器基本上不产生噪声。然而，1：2或1：4变压器中的寄生效应更难补偿，特别是在很宽的频率范围内。例如，在 1：2 匝数比下，电容项翻了四倍，而电感项和电阻项则降至原始值的四分之一。对于 1：4 的匝数比，相同的项向上或向下增加 16 倍。当与开关电容输入adc接口时，挑战更加困难，因为容性项既大又随频率变化。考虑到这些困难，进行此类设计的最佳方法是针对给定频段内的目标中心频率进行优化。
结论
有经验的设计师会注意到，我们的讨论主要集中在理想的电路关系上，虽然暗示了匝数比和寄生问题，以及处理这些问题的一些架构设计方法，但我们只是略过了表面。那么，在处理新设计时要做什么呢？设计人员需要尽可能多地了解为设计选择的与adc相关的变压器。在任何前端设计中，最好的方法是研究在目标频率上起作用的寄生效应。正确的设计和分析涉及使用网络分析仪。它将展示前端设计在给定频率范围内在阻抗、驻波比、插入损耗和差分相位失配方面的作用，从而提供有关adc在变压器耦合应用中如何工作的大量关键信息。
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150度电，1044公里，李斌实测蔚来电池！
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