关于汽车电子的散热风扇控制技术
在汽车电子系统之中，温度的管理一直是个挑战，一般会要求系统能够正常工作在-40°c ~ + 65°c的环境温度之下。而机壳之内的环境温度还会有20°c左右的温升，所以pcb板实际需要承受的最高环境温度会高达+ 85°c。
然后，进一步着眼于局部区域，如电源、cpu等模块将会是发热大户，更一步加剧了机壳内的环境温度，严苛的环境实际上已经逼近很多芯片的耐温极限了。因此，在系统设计的初期，必须规划好热管理（thermal management）策略以及设计对应的措施。
比较简单粗暴，但是有效的散热措施就是增加一台散热风扇，当然这会增加设计成本及机器噪音。所以，我们在设计风扇电路时的要求也是基于这两个基本的出发点：
1）、电路必须简单，低成本；
2）、风扇的转速与噪音成正比，所以要求风扇的转速可测、可控。系统会根据环境温度调整风扇转速，最好是无级调速，力求散热效率与噪音之间的平衡。
风扇的结构： 风扇的核心部件是一只外转子的无刷直流电机。所谓外转子，是指线圈不动（定子），磁铁旋转（转子）；所谓无刷直流电机，是没有电刷的直流电机，使用霍尔感应器代替电刷。
图1.1 散热用风扇
在原理上，一成不变的直流电压是无法让电机持续运转的，因为它会被“异性”牢牢地吸引住，携手到白头。电机持续运转的前提是，有一方必须“花心”，转子也好，定子也行，所以转子与定子之间“分分合合”，不断寻找新欢，然后就转动了起来。
当电机转过180°时（这是相位角度，注意不是物理角度），正好线圈感应的n和s极与磁铁的s和n异性相吸，此刻将通往线圈的电压交换正负极，然后由“异性相吸”转变为“同性相斥”，所以转子又得以转过180°，然后继续变换正负极，电机得以持续转动。
不断“挑唆”线圈变换正负极的装置叫做换相器，它可以是机械式的电刷，也可以是电子式的霍尔感应器。显然机械式的换相器简单，成本低，但是噪音大，有磨损，寿命短，如图1.2示意；电子式的霍尔感应器，寿命长，但是需要专门的芯片来辅助，成本高，如图1.3示意。
图1.2 直流电机的工作原理模型
图1.3 无刷直流电机的工作原理模型
图1.4与图1.5是散热风扇的拆解，这是外转子的无刷直流电机，转子是磁极，定子是线圈，线圈被安装于一个pcb基板上，基板上还有一个霍尔感应器，用于感应转子上的磁极变化。
图 1.4 散热风扇拆解（正面）
图 1.5 散热风扇拆解（反面）
图1.6 霍尔感应器与磁极变化
霍尔感应器头顶上的转子在转动过程中，n/s磁极交错变化，霍尔会相应的输出高低交错变化的信号，然后输出信号被输入到控制芯片进行处理，芯片据此在合适的时机进行换相操作。
转速侦测： 霍尔输出的信号还对应于电机的转速，不过需要一点换算，在换算时首先需要知道一个参数，因为霍尔是对每个磁极做出反应的，所以如果知道了电机一共有多少个磁极（n和s），然后就可以换算出电机的转速了。
风扇电机的磁极一般是4极或8极，当然可以更多，极数越多转动越细腻、越平稳，当然这对于风扇来说没必要。
图1.7 电机的转速信号的换算
图1.7是霍尔信号的输出与电机的转速之间的换算关系。
rpm是每分钟的转速，fg是霍尔信号的频率，fg代表每秒钟感应到了多少次n/s磁极的交替。pole是指一共有多少个n及s极，如4个极（2个n，2个s）以及8个极（4个n，4个s），（fg*2/pole）是换算为每秒钟的电机转速，一分钟等于60秒，所以最后再乘以60换算为常用单位rpm（转/分钟）。
换相机制： 支撑电机转动的基础原理是“异性相吸，同性相斥”。永磁铁的磁极是固定的，在这里它是绕轴转动的的转子；然后，固定在基板上的线圈是定子，它随电流方向的不同而呈现不同的极性，n或s极，它是可变性的。
首先，控制芯片通过霍尔感应器探测得知当前在线圈附近的磁极极性是n还是s，然后通知线圈感应出与之相反的极性。转子闻到了异性的味道，会立刻傻傻地跑过去。当转子刚好跑到线圈的中心位置的时候，控制芯片又立刻通知线圈再次变性，成为与转子同性。可想而知，转子十分“恼火”，远看以为是一个大美女，跑到跟前一瞧，“靠”，居然是男的！不过已经来不及了，由于惯性的原因，转子已经跨越了中心线。而与之相邻的磁极正在向线圈靠近，因为它是异性的，所以她瞧见的是一位“大帅哥”正在等她，于是她加速、主动地追了过来，当然结果也是令人失望的，然后拂袖而去，接着又有新的磁极再次“上当”。如此周而复始，转子就在控制芯片的“哄骗”之下，转动了起来。
如此调侃电机的换相过程，虽不严谨，但是原理上基本就是如此，如图1.8示意。
图1.8 电机线圈的换相
风扇电机的控制电路： 常用的风扇有两种，一种是自带控制电路的，外部只需输入pwm信号即可完成速度的调节，这种风扇的接口一般是四根线的（vcc，gnd，pwm，fg）；另一种是三线的（vcc，gnd，fg），需要外部自己设计一个速度调节电路来完成速度的调整。
电机的转速与输入电机的电流大小成正比，控制电流成本高，所以一般是直接调整电压来实现转速调节。为了和单片机的数字接口相配合，电路的输入端是pwm输入，输出是线性的电压输出，图1.9是原理示意图，实际上这是一个输出电压可变的线性稳压器电路。
图1.9 电机的速度调节电路
有时候，风扇电路的速度的调节只需要几个简单的档位，图1.10是两个档位的风扇控制电路，只需要实现“快速”或“慢速”即可，当然稍加改进是可以实现无级调速的（fan_speed改为pwm输入，然后ldo的adj管脚处加电容）。
图1.10 两档风扇控制电路
图1.10使用一个ldo来做风扇的速度控制，显得成本比较高，而图1.11是低成本的无级调速控制电路，在这里使用了一套三极管电路来实现了ldo的功能，虽然性能不如集成电路级别的ldo，但是对于风扇控制来说已经足够了。
如图1.11，三极管t1与r4及c2组成的低通滤波器完成一个简易的数模转换电路，不同占空比的pwm信号通过它被转化为模拟电压输出，同时它也被用作由t2实现的线性稳压器的参考电平。这是一个参考电平可调的ldo，调节pwm占空比即可达到调节输出电压的目的。
图1.11 电机的速度无级调节电路
工作原理简介如下： 在某一个固定占空比的pwm信号下，r6上的压降是定值，大小等于（vref-vbe）；r7与r8组成的分压电路被用于监控输出电压的变化，目标输出电压等于［vref*r8/（r7+r8）］。当输出电压偏高或者降低时，由r7和r8逐级上报，然后t2进行分析之后做出决策，决策由t3负责执行，这是一套负反馈系统。
分解步骤如下：
输出电压低于目标值==》r8的压降低于vref==》从套管t2在r8那侧的分管流入r6的电流减小（地主家也没有余粮了）==》r6的压降［vr6=（vr8-vbe）］降低==》t2在c2那侧的分管的vbe之间的压差（vref-vr6）被拉大 ==》t2在这一侧的基极电流ib增加，填补亏空==》ib增加意味着ic增加（ib乘以三极管的放大倍速）==》t2的ic等于t3的ib==》t3的ic增大，t3的发射极与集电极之间的压降vce减小（往饱和区方向靠近）==》输出电压（ugbatt-vce）增加==》反之，如果输出电压过冲之后的响应也可据此类推==》周而复始，直至达到新的平衡。
应用这个电路时，需要注意的要点主要有以下两点：
1）、占空比与输出电压之间的线性关系区域有限，在应用前做好仿真，最后经过实测。
图1.12，pwm占空比与风扇转速之间的关系
2）、线性区域的范围可以通过r5进行微调，r5对t3有保护作用，所以不建议摘除r5。
图1.13， r5的选值与线性区间的关系
如图1.14，通过r6也可以微调线性区域，但是r6对电路稳定性影响比较大，不建议随意变动。
图1.14， r6的选值与线性区间的关系
3）、这套电路的监督、反馈机制是比较弱的，从监督到执行，再到具体落实的过程，电路的控制力比较弱，原因是由t2组成的决策机构的增益不足，也就是说电路的直流增益比较小，后果是稳态误差比较大，特别当负载电流变化比较大的时候，如风扇。所以，由集成电路实现的ldo会使用运算放大器代替t2，因为运放的增益很大，如图1.9示意。
直流增益小的后果是，特性曲线表现疲软，带载能力弱，如图1.15示意。当负载的需求波动比较大的时候，电路响应慢，对误差的控制能力弱，所以输出电压也会随负载波动而波动。我们知道风扇是感性负载，她的脾气（对电流的需求）是感性的，图1.16是实测的电压波动波形。
图1.15， 风扇控制电路的带载能力
放大细节：
图1.16，风扇在运转时的电压波动
4）、不过，风扇控制的并不要求很精确，所以这个电路应用起来没有问题，不过需要防范风扇的“脾气”发泄到隔壁负载上去，避免由感性负载所产生的噪音对系统其它模块产生的干扰。
避免干扰的做法就是增加滤波器，在常规的电源设计之中，一般会在靠近负载端就近摆放一个滤波器。这样做的目的是为了保证进入负载的电源是干净的，特别是当负载是“敏感体质”的模拟电路，如图1.17。
图1.17，负载的输入滤波器设计
但是，对于风扇来说，滤波器的摆放需要颠倒过来，风扇是“熊孩子”，我们需要防止他对别人的伤害，如图1.18。
图1.18，风扇的输入滤波器设计
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1）、电路必须简单，低成本；
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风扇的结构： 风扇的核心部件是一只外转子的无刷直流电机。所谓外转子，是指线圈不动（定子），磁铁旋转（转子）；所谓无刷直流电机，是没有电刷的直流电机，使用霍尔感应器代替电刷。
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在原理上，一成不变的直流电压是无法让电机持续运转的，因为它会被“异性”牢牢地吸引住，携手到白头。电机持续运转的前提是，有一方必须“花心”，转子也好，定子也行，所以转子与定子之间“分分合合”，不断寻找新欢，然后就转动了起来。
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图1.4与图1.5是散热风扇的拆解，这是外转子的无刷直流电机，转子是磁极，定子是线圈，线圈被安装于一个pcb基板上，基板上还有一个霍尔感应器，用于感应转子上的磁极变化。
图 1.4 散热风扇拆解（正面）
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风扇电机的磁极一般是4极或8极，当然可以更多，极数越多转动越细腻、越平稳，当然这对于风扇来说没必要。
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rpm是每分钟的转速，fg是霍尔信号的频率，fg代表每秒钟感应到了多少次n/s磁极的交替。pole是指一共有多少个n及s极，如4个极（2个n，2个s）以及8个极（4个n，4个s），（fg*2/pole）是换算为每秒钟的电机转速，一分钟等于60秒，所以最后再乘以60换算为常用单位rpm（转/分钟）。
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图1.8 电机线圈的换相
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电机的转速与输入电机的电流大小成正比，控制电流成本高，所以一般是直接调整电压来实现转速调节。为了和单片机的数字接口相配合，电路的输入端是pwm输入，输出是线性的电压输出，图1.9是原理示意图，实际上这是一个输出电压可变的线性稳压器电路。
图1.9 电机的速度调节电路
有时候，风扇电路的速度的调节只需要几个简单的档位，图1.10是两个档位的风扇控制电路，只需要实现“快速”或“慢速”即可，当然稍加改进是可以实现无级调速的（fan_speed改为pwm输入，然后ldo的adj管脚处加电容）。
图1.10 两档风扇控制电路
图1.10使用一个ldo来做风扇的速度控制，显得成本比较高，而图1.11是低成本的无级调速控制电路，在这里使用了一套三极管电路来实现了ldo的功能，虽然性能不如集成电路级别的ldo，但是对于风扇控制来说已经足够了。
如图1.11，三极管t1与r4及c2组成的低通滤波器完成一个简易的数模转换电路，不同占空比的pwm信号通过它被转化为模拟电压输出，同时它也被用作由t2实现的线性稳压器的参考电平。这是一个参考电平可调的ldo，调节pwm占空比即可达到调节输出电压的目的。
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1）、占空比与输出电压之间的线性关系区域有限，在应用前做好仿真，最后经过实测。
图1.12，pwm占空比与风扇转速之间的关系
2）、线性区域的范围可以通过r5进行微调，r5对t3有保护作用，所以不建议摘除r5。
图1.13， r5的选值与线性区间的关系
如图1.14，通过r6也可以微调线性区域，但是r6对电路稳定性影响比较大，不建议随意变动。
图1.14， r6的选值与线性区间的关系
3）、这套电路的监督、反馈机制是比较弱的，从监督到执行，再到具体落实的过程，电路的控制力比较弱，原因是由t2组成的决策机构的增益不足，也就是说电路的直流增益比较小，后果是稳态误差比较大，特别当负载电流变化比较大的时候，如风扇。所以，由集成电路实现的ldo会使用运算放大器代替t2，因为运放的增益很大，如图1.9示意。
直流增益小的后果是，特性曲线表现疲软，带载能力弱，如图1.15示意。当负载的需求波动比较大的时候，电路响应慢，对误差的控制能力弱，所以输出电压也会随负载波动而波动。我们知道风扇是感性负载，她的脾气（对电流的需求）是感性的，图1.16是实测的电压波动波形。
图1.15， 风扇控制电路的带载能力
放大细节：
图1.16，风扇在运转时的电压波动
4）、不过，风扇控制的并不要求很精确，所以这个电路应用起来没有问题，不过需要防范风扇的“脾气”发泄到隔壁负载上去，避免由感性负载所产生的噪音对系统其它模块产生的干扰。
避免干扰的做法就是增加滤波器，在常规的电源设计之中，一般会在靠近负载端就近摆放一个滤波器。这样做的目的是为了保证进入负载的电源是干净的，特别是当负载是“敏感体质”的模拟电路，如图1.17。
图1.17，负载的输入滤波器设计
但是，对于风扇来说，滤波器的摆放需要颠倒过来，风扇是“熊孩子”，我们需要防止他对别人的伤害，如图1.18。
图1.18，风扇的输入滤波器设计
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