采用决策反馈方法消除时域同步正交频分复用系统中的载波间干扰
为了消除时域同步正交频分复用（tds-ofdm）系统中的载波间干扰（icl），通过假定信道在ofdm块内呈线性变化，建立了tds-ofdm在时交信道下的系统传输模型。在此基础上采用一种决策反馈的方法来消除ici。该方法使用伪随机（pn）序列时域相关进行信道粗估计，并在一个ofdm块内进行线性内插得到整个ofdm块内的信道细估计。分析和仿真结果表明，该方法相对于tds-ofdm系统的传统方法有2 db以上的误码率性能增益，并且复杂度与传统方法相当。
正交频分复用（ofdm），作为多载波技术中的一种，是对抗多径衰落信道的有效方法，它使用并行数据传输和子信道交叠，通过采用保护间隔来对抗信道频率选择性。ofdm已被广泛应用在广播领域，如欧洲的地面数字电视传输标准（dvb-tcofdm）和清华大学提出的地面数字电视传输方案（dmb-t tds-ofdm）。
当信道变化较慢时，可以近似认为信道在一个ofdm块内保持不变，那么信道均衡可以通过简单的一阶频域滤波实现；但是，信道时变产生的时间选择性衰落将导致子载波间的正交性受到破坏，产生载波间干扰（ici）。当信道变化较快时，信道块时不变的假设（即忽略ici）必然会带来系统性能的严重恶化。
为此，本文假定信道在一个ofdm块内呈线性变化，建立了时域同步正交频分复用（tds-ofdm）的系统传输模型，并采用一种决策反馈的方法来消除icl。基于tds-ofdm的pn序列作为帧头的帧结构特点，通过pn序列时域相关得到信道冲激响应的粗估计，然后在ofdm块内做线性内插得到信道冲激响应的细估计。仿真结果表明，在快速时变信道下，该方法相对于传统方法有明显的性能改善，并且具有较低的复杂度。
1 tds-ofdm系统传输模型
图1给出了tds-ofdm系统的帧结构示意图。tds-ofdm系统的信号帧由帧头和帧体数据2部分组成。作为保护间隔的帧头，由pn序列循环前缀、pn序列和pn序列循环后缀组成。pn序列循环前缀的长度可根据信道最大多径时延来定制。
图2给出了tds-ofdm的基带传输系统框图。在发送端，每n（n=3 780）个数据组成一个帧体向量，通过快速傅里叶反变换（ifft）得到时域帧体向量x，由pn序列循环前缀、pn序列和pn序列循环后缀组成的帧头向量p被插入来作信道估计。然后通过并串转换得到发送信号s。在接收端，采样后的数据r被分为帧头部分u和帧体部分v。帧头部分被用来作信道估计，通过本地产生一个相同的pn序列与接收到的帧头数据作时域相关得到信道粗估计，再经过线性内插得到信道细估计。使用该信道细估计来消除帧头对帧体的干扰，这样tds-ofdm信号可以等价于零前缀ofdm（zp-ofdm）信号，再通过交叠相加方法（ola），zpofdm信号等价于循环前缀ofdm（cp-ofdm）信号。由于信道估计的误差，在进行上述处理时会带来额外的噪声，但由于帧头长度相对于帧体长度较小，并且在通常的信噪比和多普勒频移范围内，信道估计的精度是足够高的，因此这种额外的噪声可以被忽略。将使用上述两种操作后的帧体数据b通过fft得到，然后采用一种决策反馈的方法来消除ici，得到对发送数据的估计。
本文假定系统已经精确同步。设信道的冲激响应为h［m，l］=h（mts，l）（ts为采样间隔，l=0，1，…，l-1，l代表多径的个数）。考虑信道在ofdm块内的变化，那么，在接收端，经过处理后的帧体部分可以表示为
本文假设信道在ofdm块内呈线性变化，即hbody［m，l］可以表示为
2 ici消除方法
根据式（9），对x的估计为
但是，由于上式的复杂度很高，为o（n3）次复数乘法运算，所以很难在实际中使用。为此，基于线性内插的信道估计方法，本文在tds-ofdm系统中采用了一种基于决策反馈的ici消除方法。
2．1 决策反馈ici消除方法
首先，忽略式（9）中的icl分量，得到对发送数据的一个粗估计
再从y中扣除所得的icl分量估计，可以得到无ici的数据估计如下式所示：
以上为tds-ofdm系统的基于决策反馈的ici消除方法，其实现框图如图3所示。由于fft的复杂度为o（n），那么总的实现复杂度为2o（n）+4n，即o（n）。可以看出，这种方法的复杂度比直接按式（10）进行均衡的方法所需要的复杂度o（n3）要低很多，并且和传统方法的复杂度在一个数量级上。
下面分析该方法的ici消除性能。ici消除前的平均信干比为
其中qp，q代表矩阵q的第p行第q列的元素。图4给出了ici消除前和ici消除后的信干比随多普勒变化的仿真曲线。可以看出，随着doppler频移的增加，系统的信干比性能明显下降。该ici消除方法在使用估计的信道参数和理想的信道参数时，性能差异不大。在所给的多普勒频移范围内，即使使用估计的信道参数，该方法相对于没有采用ici消除的方法，仍可以获得20 db左右的信干比改善。
2．2 信道估计方法
为了有效地进行ici消除，必须有准确的信道估计作为基础。本小节给出了tds-ofdm系统在时变信道下的信道估计方法，即如何得到。在tds-ofdm系统中，每个信号帧包含了一个已知的pn头作为帧头，它被用作时域导频信号来进行信道估计。由于帧头长度相对于帧体长度小得多，可以近似认为信道在一个帧头的时间间隔内保持不变，记为hhead［l］，那么，接收到的帧头数据可以表示为
其中为发送的帧头向量（包括pn循环前缀、pn序列和pn循环后缀）。将接收到的帧头数据与本地产生的pn序列做时域相关可以得到帧头处的信道冲激响应估计，称之为信道粗估计，由下式表示：
其中：代表当前帧的信道粗估计；代表下一帧的信道粗估计。将式（20）和（21）带入式（5）就可以得到ofdm块内信道冲激响应hbidy［m，l］的估计。由于tds-ofdm系统使用了时域导频的帧结构，才能利用pn头时域相关得到的相邻两帧的信道估计，进行线性内插得到块内的信道细估计。该信道估计的方法非常简单并且有效。
为了分析分析信道估计的性能，定义信道估计的平均归一化均方误差为
其中m代表仿真的ofdm块个数。
图5和图6分别给出了信道估计的归一化均方误差随信噪比和doppler变化的仿真曲线。其中：ps代表本文中使用的信道估计和ici消除方法；cs代表假定信道块时不变的传统方法，即假定jbody［m，l］=hhead［l］；as代表假定信道块时不变的改进方法，即假定可以看出，当信噪比很低时，ps相对于cs和as的信道估计性能优势并不明显，但随着信噪比增加，ps相对于cs和as有着明显的性能优势，如在信噪比为20 db时，ps相对于cs和as分别有20 db和13 db的信道估计归一化均方误差性能增益。这3种方法的性能随doppler频移的增加而恶化的趋势相似，当doppler频移在40 hz和200 hz时，信道估计归一化均方误差性能有大约15 db的差异。
3 仿真结果
仿真信道如表1所示，tds-ofdm系统参数为：采样速率7．56msps，帧体数据长度3 780，帧体持续时间500 μs，子载波间隔2．o khz，帧体调制方式16qam，帧头长度420，pn序列长度255，pn序列循环
缀长度50，pn序列循环后缀长度115。对信干比、信道估计归一化均方误差和误比特率进行了系统仿真，仿真结果如图4-7所示。
从图4可以看出，使用了ici消除后系统信干比相对于ici消除前有大约20 db的增益，这说明了该方法的有效性。从图5和图6可以看出，多普勒频移的增加会带来信道估计性能的恶化，同时本文提出的基于块内线性内插的信道估计方法的性能明显优于假设信道块时不变的传统方法。
图7给出了doppler频移为60hz以及120hz时各种方法的误比特率随信噪比变化的曲线。可以看出，ps方法的系统误比特率性能要明显优于cs方法和as方法，如在信噪比为30 db、多普勒为60hz时，cs、as和ps的误比特率分别为0．02、0．001、0．000 2。当误码率在10-2时，ps方法相对于as和cs方法有2 db以上的误比特率性能增益。随doppler频移的增加ps方法的性能恶化相对于cs和as方法并不明显，对doppler具有较强的鲁棒性，如当信噪比保持为30 db、多普勒为120hz时，cs、as和ps的误比特率分别增加到0．2、0．0l、0．000 7。由于cs和as方法都未考虑信道在一个ofdm块内的变化，忽略了信道时变带来的ici的影响，相对于ps方法，必然会有性能的损失。
4 结 论
基于信道在一个ofdm块内呈线性变化的假设。本文研究了一种应用于tds-ofdm系统的ici消除方法。同传统方法相比，可以获得2 db以上的误码率性能改善。同时，该方法的计算复杂度与传统方法相当，为o（n）。
德国汽车制造商已向政府寻求帮助，以缓解半导体严重短缺的问题
光谱共焦传感器对点胶设备的测量要求
STM32CUBEMX(4)--GPIO输出
高压瓷片电容的耐压如何计算
将MAX6959 LED显示驱动器按键扫描从8键扩展至12键
采用决策反馈方法消除时域同步正交频分复用系统中的载波间干扰
本田汽车将于通用汽车打造全新纯电动车型
三翼鸟厨房亮相中国智慧家庭大会，连获4奖
蔚来汽车的固态电池概念只是一个营销噱头？
兴森科技联合浪潮信息，为智能制造插上“数据”翅膀
全球半导体封测龙头日月光与矽品并购限制条件解除
618手机选购攻略！三款iQOO机型登上热榜，值得购买
虚拟运营商移动转售产业发展的三个阶段阐述
手机芯片厂商抢占全平台先机
西澳大学教授：氢气“不太可能”超越电池成为世界首选的交通燃料
华为p10和华为p10plus的短信数据丢失了如何恢复
区块链电子证据，可有效打击侵害作品信息的行为
分享一个50瓦正弦波UPS电路
德索介绍LVDS连接器电气规范要求
装机电量排名第3 国轩高科如何更进一步?
正交频分复用（ofdm），作为多载波技术中的一种，是对抗多径衰落信道的有效方法，它使用并行数据传输和子信道交叠，通过采用保护间隔来对抗信道频率选择性。ofdm已被广泛应用在广播领域，如欧洲的地面数字电视传输标准（dvb-tcofdm）和清华大学提出的地面数字电视传输方案（dmb-t tds-ofdm）。
当信道变化较慢时，可以近似认为信道在一个ofdm块内保持不变，那么信道均衡可以通过简单的一阶频域滤波实现；但是，信道时变产生的时间选择性衰落将导致子载波间的正交性受到破坏，产生载波间干扰（ici）。当信道变化较快时，信道块时不变的假设（即忽略ici）必然会带来系统性能的严重恶化。
为此，本文假定信道在一个ofdm块内呈线性变化，建立了时域同步正交频分复用（tds-ofdm）的系统传输模型，并采用一种决策反馈的方法来消除icl。基于tds-ofdm的pn序列作为帧头的帧结构特点，通过pn序列时域相关得到信道冲激响应的粗估计，然后在ofdm块内做线性内插得到信道冲激响应的细估计。仿真结果表明，在快速时变信道下，该方法相对于传统方法有明显的性能改善，并且具有较低的复杂度。
1 tds-ofdm系统传输模型
图1给出了tds-ofdm系统的帧结构示意图。tds-ofdm系统的信号帧由帧头和帧体数据2部分组成。作为保护间隔的帧头，由pn序列循环前缀、pn序列和pn序列循环后缀组成。pn序列循环前缀的长度可根据信道最大多径时延来定制。
图2给出了tds-ofdm的基带传输系统框图。在发送端，每n（n=3 780）个数据组成一个帧体向量，通过快速傅里叶反变换（ifft）得到时域帧体向量x，由pn序列循环前缀、pn序列和pn序列循环后缀组成的帧头向量p被插入来作信道估计。然后通过并串转换得到发送信号s。在接收端，采样后的数据r被分为帧头部分u和帧体部分v。帧头部分被用来作信道估计，通过本地产生一个相同的pn序列与接收到的帧头数据作时域相关得到信道粗估计，再经过线性内插得到信道细估计。使用该信道细估计来消除帧头对帧体的干扰，这样tds-ofdm信号可以等价于零前缀ofdm（zp-ofdm）信号，再通过交叠相加方法（ola），zpofdm信号等价于循环前缀ofdm（cp-ofdm）信号。由于信道估计的误差，在进行上述处理时会带来额外的噪声，但由于帧头长度相对于帧体长度较小，并且在通常的信噪比和多普勒频移范围内，信道估计的精度是足够高的，因此这种额外的噪声可以被忽略。将使用上述两种操作后的帧体数据b通过fft得到，然后采用一种决策反馈的方法来消除ici，得到对发送数据的估计。
本文假定系统已经精确同步。设信道的冲激响应为h［m，l］=h（mts，l）（ts为采样间隔，l=0，1，…，l-1，l代表多径的个数）。考虑信道在ofdm块内的变化，那么，在接收端，经过处理后的帧体部分可以表示为
本文假设信道在ofdm块内呈线性变化，即hbody［m，l］可以表示为
2 ici消除方法
根据式（9），对x的估计为
但是，由于上式的复杂度很高，为o（n3）次复数乘法运算，所以很难在实际中使用。为此，基于线性内插的信道估计方法，本文在tds-ofdm系统中采用了一种基于决策反馈的ici消除方法。
2．1 决策反馈ici消除方法
首先，忽略式（9）中的icl分量，得到对发送数据的一个粗估计
再从y中扣除所得的icl分量估计，可以得到无ici的数据估计如下式所示：
以上为tds-ofdm系统的基于决策反馈的ici消除方法，其实现框图如图3所示。由于fft的复杂度为o（n），那么总的实现复杂度为2o（n）+4n，即o（n）。可以看出，这种方法的复杂度比直接按式（10）进行均衡的方法所需要的复杂度o（n3）要低很多，并且和传统方法的复杂度在一个数量级上。
下面分析该方法的ici消除性能。ici消除前的平均信干比为
其中qp，q代表矩阵q的第p行第q列的元素。图4给出了ici消除前和ici消除后的信干比随多普勒变化的仿真曲线。可以看出，随着doppler频移的增加，系统的信干比性能明显下降。该ici消除方法在使用估计的信道参数和理想的信道参数时，性能差异不大。在所给的多普勒频移范围内，即使使用估计的信道参数，该方法相对于没有采用ici消除的方法，仍可以获得20 db左右的信干比改善。
2．2 信道估计方法
为了有效地进行ici消除，必须有准确的信道估计作为基础。本小节给出了tds-ofdm系统在时变信道下的信道估计方法，即如何得到。在tds-ofdm系统中，每个信号帧包含了一个已知的pn头作为帧头，它被用作时域导频信号来进行信道估计。由于帧头长度相对于帧体长度小得多，可以近似认为信道在一个帧头的时间间隔内保持不变，记为hhead［l］，那么，接收到的帧头数据可以表示为
其中为发送的帧头向量（包括pn循环前缀、pn序列和pn循环后缀）。将接收到的帧头数据与本地产生的pn序列做时域相关可以得到帧头处的信道冲激响应估计，称之为信道粗估计，由下式表示：
其中：代表当前帧的信道粗估计；代表下一帧的信道粗估计。将式（20）和（21）带入式（5）就可以得到ofdm块内信道冲激响应hbidy［m，l］的估计。由于tds-ofdm系统使用了时域导频的帧结构，才能利用pn头时域相关得到的相邻两帧的信道估计，进行线性内插得到块内的信道细估计。该信道估计的方法非常简单并且有效。
为了分析分析信道估计的性能，定义信道估计的平均归一化均方误差为
其中m代表仿真的ofdm块个数。
图5和图6分别给出了信道估计的归一化均方误差随信噪比和doppler变化的仿真曲线。其中：ps代表本文中使用的信道估计和ici消除方法；cs代表假定信道块时不变的传统方法，即假定jbody［m，l］=hhead［l］；as代表假定信道块时不变的改进方法，即假定可以看出，当信噪比很低时，ps相对于cs和as的信道估计性能优势并不明显，但随着信噪比增加，ps相对于cs和as有着明显的性能优势，如在信噪比为20 db时，ps相对于cs和as分别有20 db和13 db的信道估计归一化均方误差性能增益。这3种方法的性能随doppler频移的增加而恶化的趋势相似，当doppler频移在40 hz和200 hz时，信道估计归一化均方误差性能有大约15 db的差异。
3 仿真结果
仿真信道如表1所示，tds-ofdm系统参数为：采样速率7．56msps，帧体数据长度3 780，帧体持续时间500 μs，子载波间隔2．o khz，帧体调制方式16qam，帧头长度420，pn序列长度255，pn序列循环
缀长度50，pn序列循环后缀长度115。对信干比、信道估计归一化均方误差和误比特率进行了系统仿真，仿真结果如图4-7所示。
从图4可以看出，使用了ici消除后系统信干比相对于ici消除前有大约20 db的增益，这说明了该方法的有效性。从图5和图6可以看出，多普勒频移的增加会带来信道估计性能的恶化，同时本文提出的基于块内线性内插的信道估计方法的性能明显优于假设信道块时不变的传统方法。
图7给出了doppler频移为60hz以及120hz时各种方法的误比特率随信噪比变化的曲线。可以看出，ps方法的系统误比特率性能要明显优于cs方法和as方法，如在信噪比为30 db、多普勒为60hz时，cs、as和ps的误比特率分别为0．02、0．001、0．000 2。当误码率在10-2时，ps方法相对于as和cs方法有2 db以上的误比特率性能增益。随doppler频移的增加ps方法的性能恶化相对于cs和as方法并不明显，对doppler具有较强的鲁棒性，如当信噪比保持为30 db、多普勒为120hz时，cs、as和ps的误比特率分别增加到0．2、0．0l、0．000 7。由于cs和as方法都未考虑信道在一个ofdm块内的变化，忽略了信道时变带来的ici的影响，相对于ps方法，必然会有性能的损失。
4 结 论
基于信道在一个ofdm块内呈线性变化的假设。本文研究了一种应用于tds-ofdm系统的ici消除方法。同传统方法相比，可以获得2 db以上的误码率性能改善。同时，该方法的计算复杂度与传统方法相当，为o（n）。
德国汽车制造商已向政府寻求帮助，以缓解半导体严重短缺的问题
光谱共焦传感器对点胶设备的测量要求
STM32CUBEMX(4)--GPIO输出
高压瓷片电容的耐压如何计算
将MAX6959 LED显示驱动器按键扫描从8键扩展至12键
采用决策反馈方法消除时域同步正交频分复用系统中的载波间干扰
本田汽车将于通用汽车打造全新纯电动车型
三翼鸟厨房亮相中国智慧家庭大会，连获4奖
蔚来汽车的固态电池概念只是一个营销噱头？
兴森科技联合浪潮信息，为智能制造插上“数据”翅膀
全球半导体封测龙头日月光与矽品并购限制条件解除
618手机选购攻略！三款iQOO机型登上热榜，值得购买
虚拟运营商移动转售产业发展的三个阶段阐述
手机芯片厂商抢占全平台先机
西澳大学教授：氢气“不太可能”超越电池成为世界首选的交通燃料
华为p10和华为p10plus的短信数据丢失了如何恢复
区块链电子证据，可有效打击侵害作品信息的行为
分享一个50瓦正弦波UPS电路
德索介绍LVDS连接器电气规范要求
装机电量排名第3 国轩高科如何更进一步?