干货 | 半桥谐振LLC+CoolMOS开关管,提升开关电源效率和可靠性!
近年来， llc拓扑以其高效，高功率密度受到广大电源设计工程师的青睐，但是这种软开关拓扑对mosfet的要求却超过了以往任何一种硬开关拓扑。特别是在电源启机，动态负载，过载，短路等情况下。coolmos 以其快恢复体二极管，低qg 和coss能够完全满足这些需求并大大提升电源系统的可靠性。
长期以来， 提升电源系统功率密度，效率以及系统的可靠性一直是研发人员面临的重大课题。 提升电源的开关频率是其中的方法之一， 但是频率的提升会影响到功率器件的开关损耗，使得提升频率对硬开关拓扑来说效果并不十分明显，硬开关拓扑已经达到了它的设计瓶颈。而此时，软开关拓扑，如llc拓扑以其独具的特点受到广大设计工程师的追捧。但是… 这种拓扑却对功率器件提出了新的要求。
2. llc 电路的特点
llc 拓扑的以下特点使其广泛的应用于各种开关电源之中：
1. llc 转换器可以在宽负载范围内实现零电压开关。
2. 能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小。
3. 采用频率控制，上下管的占空比都为50%.
4. 减小次级同步整流mosfet的电压应力，可以采用更低的电压mosfet从而减少成本。
5. 无需输出电感，可以进一步降低系统成本。
6. 采用更低电压的同步整流mosfet， 可以进一步提升效率。
3. llc 电路的基本结构以及工作原理
图1和图2分别给出了llc谐振变换器的典型线路和工作波形。如图1所示llc转换器包括两个功率mosfet（q1和q2），其占空比都为0.5;谐振电容cr，副边匝数相等的中心抽头变压器tr，等效电感lr，励磁电感lm，全波整流二极管d1和d2以及输出电容co。
图1 llc谐振变换器的典型线路
图2 llc谐振变换器的工作波形
而llc有两个谐振频率，cr， lr 决定谐振频率fr1; 而lm， lr， cr决定谐振频率fr2。
系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化，当负载增加时， mosfet开关频率减小， 当负载减小时，开关频率增大。
3.1 llc谐振变换器的工作时序
llc变换器的稳态工作原理如下。
1）〔t1，t2〕
q1关断，q2开通，电感lr和cr进行谐振，次级d1关断，d2开通，二极管d1约为两倍输出电压，此时能量从cr， lr转换至次级。直到q2关断。
2）〔t2，t3〕
q1和q2同时关断，此时处于死区时间， 此时电感lr， lm电流给q2的输出电容充电，给q1的输出电容放电直到q2输出电容的电压等于vin.
次级d1和d2关断 vd1=vd2=0， 当q1开通时该相位结束。
3）〔t3，t4〕
q1导通，q2关断。d1导通， d2关断， 此时vd2=2vout
cr和lr谐振在fr1， 此时ls的电流通过q1返回到vin，直到lr的电流为零次相位结束。
4）〔t4，t5〕
q1导通， q2关断， d1导通， d2关断，vd2=2vout
cr和lr谐振在fr1， lr的电流反向通过q1流回功率地。 能量从输入转换到次级，直到q1关断该相位结束
5）〔t5，t6）
q1，q2同时关断， d1，d2关断， 原边电流i（lr+lm）给q1的coss充电， 给coss2放电， 直到q2的coss电压为零。 此时q2二极管开始导通。 q2开通时相位结束。
6）〔t6，t7〕
q1关断，q2导通，d1关断， d2 开通，cr和ls谐振在频率fr1， lr 电流经q2回到地。 当lr电流为零时相位结束。
3.2 llc谐振转换器异常状态分析
以上描述都是llc工作在谐振模式， 接下来我们分析llc转换器在启机， 短路， 动态负载下的工作情况。
3.21 启机状态分析
通过llc 仿真我们得到如图3所示的波形，在启机第一个开关周期，上下管会同时出现一个短暂的峰值电流ids1 和ids2. 由于mosfet q1开通时会给下管q2的输出电容coss充电，当vds为高电平时充电结束。而峰值电流ids1和ids2也正是由于vin通过mosfet q1 给q2 结电容coss的充电而产生。
图3 llc 仿真波形
我们将焦点放在第二个开关周期时如图4，我们发现此时也会出现跟第一个开关周期类似的尖峰电流，而且峰值会更高，同时mosfet q2 vds也出现一个很高的dv/dt峰值电压。那么这个峰值电流的是否仍然是coss引起的呢？ 我们来做进一步的研究。
图4 第二个开关周期波形图
对mosfet结构有一定了解的工程师都知道，mosfet不同于igbt，在mosfet内部其实寄生有一个体二极管，跟普通二极管一样在截止过程中都需要中和载流子才能反向恢复， 而只有二极管两端加上反向电压才能够使这个反向恢复快速完成， 而反向恢复所需的能量跟二极管的电荷量qrr相关， 而体二极管的反向恢复同样需要在体二极管两端加上一个反向电压。在启机时加在二极管两端的电压vd=id2 x ron. 而id2在启机时几乎为零，而二极管在vd较低时需要很长的时间来进行反向恢复。如果死区时间设置不够，如图5所示高的dv/dt会直接触发mosfet内的bjt从而击穿mosfet.
图5
通过实际的测试，我们可以重复到类似的波形，第二个开关周期产生远比第一个开关周期高的峰值电流，同时当mosfet在启机的时dv/dt高118.4v/ns. 而vds电压更是超出了600v的最大值。mosfet在启机时存在风险。
图6
3.22 异常状态分析
下面我们继续分析在负载剧烈变化时，对llc拓扑来说存在那些潜在的风险。
在负载剧烈变化时，如短路，动态负载等状态时，llc电路的关键器件mosfet同样也面临着挑战。
通常负载变化时llc 都会经历以下3个状态。我们称之为硬关断， 而右图中我们可以比较在这3个时序当中，传统mosfet和coolmos内部载流子变化的不同， 以及对mosfet带来的风险。
时序1， q2零电压开通，反向电流经过mosfet和体二极管， 此时次级二极管d2开通，d1关段。
-传统mosfet此时电子电流经沟道区，从而减少空穴数量
-coolmos此时同传统mosfet一样电子电流经沟道，穴减少，不同的是此时coolmos 的p井结构开始建立。
时序2， q1和q2同时关断，反向电流经过mosfetq2体二极管。
q1和q2关断时对于传统mosfet和coolmos来说内部电子和空穴路径和流向并没有太大的区别。
时序3， q1此时开始导通，由于负载的变化， 此时mosfet q2的体二极管需要很长的时间来反向恢复。当二极管反向恢复没有完成时mosfet q2出现硬关断， 此时q1开通，加在q2体二极管上的电压会在二极管形成一个大电流从而触发mosfet内部的bjt造成雪崩。
-传统mosfet此时载流子抽出，此时电子聚集在pn节周围， 空穴电流拥堵在pn节边缘。
-coolmos的电子电流和空穴电流各行其道， 此时空穴电流在已建立好的p井结构中流动，并无电子拥堵现象。
综上， 当llc电路出现过载，短路，动态负载等条件下， 一旦二极管在死区时间不能及时反向恢复， 产生的巨大的复合电流会触发mosfet内部的bjt使mosfet失效。
有的 coolmos采用super juction结构， 这种结构在mosfet硬关断的状态下， 载流子会沿垂直构建的p井中复合， 基本上没有侧向电流， 大大减少触发bjt的机会。
4. 如何更容易实现zvs
通过以上的分析，可以看到增加mosfet的死区时间，可以提供足够的二极管反向恢复时间同时降低高dv/dt， di/dt 对llc电路造成的风险。但是增加死区时间是唯一的选择么？下面我们进一步分析如何够降低风险提升系统效率。
图7
对于llc 电路来说死区时间的初始电流为
而llc能够实现zvs必须满足
而最小励磁电感为
根据以上3个等式，我们可以通过以下三种方式让llc实现zvs.
第一， 增加ipk.
第二， 增加死区时间。
第三， 减小等效电容ceq即coss.
从以上几种状况，我们不难分析出。增加ipk会增加电感尺寸以及成本，增加死区时间会降低正常工作时的电压，而最好的选择无疑是减小coss，因为减小无须对电路做任何调整，只需要换上一个coss相对较小mosfet即可。
5. 结论
llc 拓扑广泛的应用于各种开关电源当中，而这种拓扑在提升效率的同时也对mosfet提出了新的要求。不同于硬开关拓扑，软开关llc谐振拓扑，不仅仅对mosfet的导通电阻（导通损耗），qg（开关损耗）有要求，同时对于如何能够有效的实现软开关，如何降低失效率，提升系统可靠性，降低系统的成本有更高的要求。coolmos，具有快速的体二极管，低coss，有的可高达650v的击穿电压，使llc拓扑开关电源具有更高的效率和可靠性。
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1. llc 转换器可以在宽负载范围内实现零电压开关。
2. 能够在输入电压和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小。
3. 采用频率控制，上下管的占空比都为50%.
4. 减小次级同步整流mosfet的电压应力，可以采用更低的电压mosfet从而减少成本。
5. 无需输出电感，可以进一步降低系统成本。
6. 采用更低电压的同步整流mosfet， 可以进一步提升效率。
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图1和图2分别给出了llc谐振变换器的典型线路和工作波形。如图1所示llc转换器包括两个功率mosfet（q1和q2），其占空比都为0.5;谐振电容cr，副边匝数相等的中心抽头变压器tr，等效电感lr，励磁电感lm，全波整流二极管d1和d2以及输出电容co。
图1 llc谐振变换器的典型线路
图2 llc谐振变换器的工作波形
而llc有两个谐振频率，cr， lr 决定谐振频率fr1; 而lm， lr， cr决定谐振频率fr2。
系统的负载变化时会造成系统工作频率的变化，当负载增加时， mosfet开关频率减小， 当负载减小时，开关频率增大。
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2）〔t2，t3〕
q1和q2同时关断，此时处于死区时间， 此时电感lr， lm电流给q2的输出电容充电，给q1的输出电容放电直到q2输出电容的电压等于vin.
次级d1和d2关断 vd1=vd2=0， 当q1开通时该相位结束。
3）〔t3，t4〕
q1导通，q2关断。d1导通， d2关断， 此时vd2=2vout
cr和lr谐振在fr1， 此时ls的电流通过q1返回到vin，直到lr的电流为零次相位结束。
4）〔t4，t5〕
q1导通， q2关断， d1导通， d2关断，vd2=2vout
cr和lr谐振在fr1， lr的电流反向通过q1流回功率地。 能量从输入转换到次级，直到q1关断该相位结束
5）〔t5，t6）
q1，q2同时关断， d1，d2关断， 原边电流i（lr+lm）给q1的coss充电， 给coss2放电， 直到q2的coss电压为零。 此时q2二极管开始导通。 q2开通时相位结束。
6）〔t6，t7〕
q1关断，q2导通，d1关断， d2 开通，cr和ls谐振在频率fr1， lr 电流经q2回到地。 当lr电流为零时相位结束。
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图3 llc 仿真波形
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图5
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-传统mosfet此时电子电流经沟道区，从而减少空穴数量
-coolmos此时同传统mosfet一样电子电流经沟道，穴减少，不同的是此时coolmos 的p井结构开始建立。
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第一， 增加ipk.
第二， 增加死区时间。
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从以上几种状况，我们不难分析出。增加ipk会增加电感尺寸以及成本，增加死区时间会降低正常工作时的电压，而最好的选择无疑是减小coss，因为减小无须对电路做任何调整，只需要换上一个coss相对较小mosfet即可。
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