分步解析，半桥LLC谐振转换器的设计要点
在众多谐振转换器中，llc 谐振转换器有着高功率密度应用中最常用的拓扑结构。之前我们介绍过采用 ncp4390 的半桥 llc 谐振转换器的设计注意事项，其中包括有关 llc 谐振转换器工作原理的说明、变压器和谐振网络的设计，以及元件的选择。今天我们将介绍设计程序的前9个步骤并配有设计示例来加以说明，帮助您完成 llc 谐振转换器的设计。
设计程序
本文介绍了使用图 12 中的电路图作为参考的设计程序，其中谐振电感是用漏感实现的。设计规格如下所示：
● 标称输入电压：396 vdc（pfc 级输出）
● 输出：24 v/12 a (288 w)
● 保持时间的要求：20 ms
● pfc 输出的直流链路电容：330 μf
[步骤-1] 定义系统规格
作为第一步，请定义以下规格信息。
估计效率 (eff)：估算功率转换效率，以计算给定最大输出功率下的最大输入功率。根据估计效率，最大输入功率为：
输入−电压范围：最大输入电压将是标称 pfc 输出电压。
尽管 pfc 预调节器会调节输入电压，但它在保持时间内也会下降。所需保持时间内的最小输入电压为：
其中 vo.pfc 是标称 pfc 输出电压，thld 是保持时间，而 cblk 则是直流链路大容量电容。
设计示例
假设效率为 96%，
对于 20 ms 的保持时间，可以得到最小输入电压为
为了获得更大的裕量，最小输入电压设置为 300v。
[步骤−2] 确定谐振网络的电压增益范围
一旦确定了 llc 谐振转换器的最小和最大输入电压，我们就可以确定 llc 转换器的最小增益和最大增益。
标称输入电压需要最小增益。为了最大程度减小开关频率变化，通常是让 llc 谐振转换器在谐振频率附近工作。谐振频率下的电压增益为：
在保持时间期间，pfc 输出电压（llc 谐振转换器的输入电压）下降，因此需要更高的增益来调节输出电压。最大电压增益为：
我们可以用一个较小的 m值来获得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就会导致变压器耦合不佳和效率降低。通常是将 m 值太小设置在 3~7 左右。
设计示例
lp 和 lr 之间的比率 (m) 选择 5.69。最小增益由下式获得：
最大输入电压下的最小增益选择 1.13。然后，可以得到最小输入电压的最大增益为
图 13：最大增益/最小增益
[步骤−3] 确定变压器匝数比 (n=np/ns)
利用步骤−2 中获得的最小增益 (mmin)，我们可以计算变压器匝数比如下：
设计示例
由于 sr 用于输出整流器，对于具有低 rds.on 的 sr mosfet，vf假设为 0v。由此，可以得到变压器匝数比为
[步骤−4] 计算等效负载电阻
利用从公式 (16) 获得的变压器匝数比，我们可以计算等效负载电阻。
设计示例
[步骤−5] 设计谐振网络
在步骤−2 中选择 m 值后，从图 10 中的峰值增益曲线中读取适当的 q 值，以获得所需的最大增益。由于峰值增益曲线是使用基波近似生成的，因此谐振下的实际增益要比使用基波近似的预测值高约 10~15%。
一旦确定了 q 值，我们可以获得如下谐振分量：
设计示例
按照步骤−2 中的计算，mmax为 1.49。在步骤−2 中，m 值选择 5.69。从图 14 中的峰值增益曲线中，可以得到最大 q 值为 0.37。
图 14：使用峰值增益（最大可达增益）的谐振网络设计
通过将谐振频率选择为 95khz，谐振分量确定如下：
构建变压器时，实际参数将调整如下，以适应 cr = 48 nf、lr = 58 h、lp = 330 h 且 fo = 95 khz 条件下的标准分量值。
采用基波近似的最终谐振网络设计的增益曲线如下。
图 15：设计示例的增益曲线
由于在低于谐振工作时，基波近似生成的峰值增益要比实际峰值增益低 10~15%，因此我们进行了 simplis 仿真以查看实际增益。仿真结果表明，在 75khz 下，300v 输入可获得所需的最大增益。仿真结果还表明，在标称输入电压和满载条件下的开关频率为 105khz。
图 16：vin = 300 v、fs = 69.55 khz、po = 288 w 条件下的仿真
图 17：vin = 396 v、fs = 105 khz、po = 288 w 条件下的仿真
[步骤−6] 设计变压器
图 18 显示了 llc 谐振转换器中变压器的励磁电流。初级侧绕组为限制最大磁通密度 bmax 所需的最小匝数由下式获得：
其中 ae 是变压器磁芯的横截面积（单位为 m2），而 bmax是最大磁通密度摆幅（单位为特斯拉），如图 18 所示。如果没有参考数据，则使用 bmax= 0.2~0.3 t 来降低磁芯损耗。请注意，公式中出现了由次级侧漏感引起的虚拟增益 mv,（参见图 7）。
图 18：磁通密度摆幅
为次级侧选择适当的匝数，从而使初级侧匝数高于 npmin。
初级侧和次级侧绕组的线规应根据标称输入电压下的 rms 电流确定，由下式给出
设计示例
变压器选用 srv5018 磁芯 (ae = 189.2 mm2)。bmax选择 0.1t，以减少变压器的磁芯损耗。变压器的最小初级侧匝数为
ns选择 3；np 选择 28。
标称输入电压下，可以得到变压器绕组的 rms 电流为
[步骤−7] 选择谐振电容
图 19 显示了不同工作条件下的初级侧电流（谐振电容电流）波形。在选择谐振电容时，应考虑到额定电流，因为会有大量电流流过电容器。在标称输入电压下通过谐振电容的 rms 电流已在公式 (23) 中获得。
标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
谐振电容的额定电压应根据每个角条件下的最大电压确定。
标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
请注意，对于全桥 llc 的情况，应删除公式 (25) − (27) 中的 vin / 2 项。
图 19：llc 谐振转换器在不同工作模式下的初级侧电流波形
设计示例
在步骤−6 中，谐振电容的 rms 电流计算如下：
标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式获得：
通过将 ocp 电平设置为 13a，可以得到标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压为
通过将最小频率设置为 65 khz，可以得到最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压为
[步骤−8] 整流器网络设计
当变压器次级侧使用中心抽头绕组时，二极管电压应力是输出电压的两倍。
流过每个整流二极管的电流的 rms 值由下式给出：
同时，流过输出电容的纹波电流由下式给出：
输出电容上的电压纹波为
设计示例
整流二极管的电压应力和电流应力为：
考虑到杂散电感引起的电压过冲，选择 75 v−4.5 mω powertrench® mosfet 作为同步整流器。每个 mosfet 上的传导损耗为 0.47w。
输出电容的 rms 电流为：
输出电容并联使用四个 1200 μf 电容。每个电容的额定电流和 esr 分别为 2.77 arms 和 15 mω。
输出电容纹波计算如下
[步骤−9] 电流检测电路配置
图 20：典型电流检测配置
ncp4390 将检测瞬时开关电流和开关电流的积分，如图 20 所示。由于 ncp4390 位于次级侧，因此要使用电流互感器检测初级侧电流。当 prout1 为低电平时，内部复位开关会将 ics−引脚电压箝位在 0 v。反之，当 prout1 为高电平时，ics 引脚未箝位，积分电容 (cics) 由流经 rics 电阻器的电流进行充电和放电。
ncp4390 的应用电路使用 rc 滤波器进行准积分。为了获得准确的积分，电流检测电阻器和电流互感器匝数比的设计应确保 vsense 的振幅在大多数时间都高于 vics。图 23 显示了准积分电路的误差在 prout1 (vcm) 的下降沿如何随 vics 峰值电压与 vsense之间的比率而变化。比率越小，积分就越精确。
当 vics 峰值电压与 vcm之间的比率小于 0.5 时，可获得具有可接受误差（约 10%）的准积分。由于正常工作时 vics 峰值电压低于 1.2v，因此我们应选择 rcs1 和 rcs2，从而使 vcm 高于 2.4v。
图 21：ics 引脚波形
图 22：vics.idealpk 和 vics.actualpk 的定义
图 23：ics 引脚电压衰减与 vics.idealpk/vcm
为了获得 vics 的峰值电压，让我们看一看 llc 转换器的理想输入功率。对于半桥 llc 拓扑结构，在将 prout1 导通时间定义为 t=0 的情况下，输入功率可由下式表示：
请注意，对于全桥 llc 的情况，等号的右侧应乘以 2。
假设积分理想，ics 的峰值电压可由下式表示：
结合 (33) 和 (34)，ics 峰值电压可由下式估算：
考虑到 ics 引脚内部放电开关的能力，cics 的典型值为 1 nf。为了精确积分，我们建议使用 1% 容差的电容。
当 vics 峰值电压与 vcm 之间的比率不够小时，请将图 23 中的衰减系数应用于公式 (35)。
电流检测电压 (vics) 积分的峰值与开关周期中 llc 谐振转换器的平均输入电流成正比，如图 24 所示。因此，根据对应于输入电流限值阈值的额定功率的百分比，sr 启用/禁用的负载条件被确定为满载条件的百分比。通常，120% 的额定负载条件用于过流跳闸点，sr 分别在 15% 和 7.5% 的额定负载下启用和禁用。如果过流跳闸点的额定负载条件为 140%，sr 将在额定负载的 17.5% 和 8.75% 时启用和禁用。
为了在不增加 sr 启用/禁用点的情况下获得更高的过流限制，可以通过 ics 和 5vb 引脚之间的电阻器 rslp 在 vics上施加额外的斜率。这项技术通常用于较长保持时间的情况。对于给定的 rslp，为 ics 引脚电压额外施加的斜率由下式给出：
图 24：负载条件和 ics 引脚电压
图 25：带斜率补偿的电流检测配置
图 26：增加斜率补偿时的负载条件和 ics 引脚电压
额定输入电压和满载时的初级侧电流峰值由下式估算：
rcs1 和 rcs2 之间的比率要根据初级侧过流保护 (ocp) 跳闸点来确定，该跳闸点应小于 ipr pk。
设计示例
对于匝数比为 44 (nct) 的电流互感器，rcs1 和 rcs2 之间之和的最小建议值由下式给出：
由于功耗不会太高，因此可以将 rcs1 + rcs2 设置得更高，以便在 vics 上获得理想的积分。由此，我们选择 rcs1 和 rcs2 之和为 230ω。
额定输入电压和满载条件下的初级侧电流峰值由下式给出：
通过将初级侧 ocp 电平设置为 5a，
rcs1 和 rcs2 分别选择 30 ω和 200 ω。
这种设计不会对 ics 引脚施加额外的斜率。
将 cics 选择为 1 nf 电容。假设 1.2 v 时 vics 的衰减系数为 1.0（图 23 中 x=1.2/10.23 时的读数），则在标称输入电压下提供 13 a 过载保护 (io.olp) 的相应 rics 电阻为
将 rics 选择为 30 kω。
Kingston FURY叛逆者SSD 4TB深度测试
苹果持续增加自动驾驶测试汽车数量
如何提高有源医疗器械的电磁兼容性
EMI磁环在电子设备中的重要性：原理与作用？
新能源充电枪测试机：揭秘未来充电技术的关键
分步解析，半桥LLC谐振转换器的设计要点
nginx自动更新ssl证书
纵观两会：对于被爆炒的区块链项目很“虚” 但依旧持“谨慎看好”的态度
驱动电路开路是什么意思 驱动电路的作用是什么？为何要设置驱动电路？
嵌入式代码优化技巧
realme智能手环亮正式相，但续航是个大问题
苹果手机电池能换么_苹果手机电池更换教程_苹果手机换电池多少钱
掌握通讯线缆的五个口诀，室外光缆施工需要资质吗?
Adafruit Motorshield套件的使用
睿思芯科荣获创新南山2023“创业之星”大赛行业二等奖
全球年度Top 5 唯一RISC-V单板计算机入选
数字化革命下，车企如何转型升级？
厂商曝苹果iPhone 13已开始打样
中国机器人峰会常态化活动——“提升智能机器人关键技术创新能力”专题研讨会
石头扫地机器人T6到底怎么样
设计程序
本文介绍了使用图 12 中的电路图作为参考的设计程序，其中谐振电感是用漏感实现的。设计规格如下所示：
● 标称输入电压：396 vdc（pfc 级输出）
● 输出：24 v/12 a (288 w)
● 保持时间的要求：20 ms
● pfc 输出的直流链路电容：330 μf
[步骤-1] 定义系统规格
作为第一步，请定义以下规格信息。
估计效率 (eff)：估算功率转换效率，以计算给定最大输出功率下的最大输入功率。根据估计效率，最大输入功率为：
输入−电压范围：最大输入电压将是标称 pfc 输出电压。
尽管 pfc 预调节器会调节输入电压，但它在保持时间内也会下降。所需保持时间内的最小输入电压为：
其中 vo.pfc 是标称 pfc 输出电压，thld 是保持时间，而 cblk 则是直流链路大容量电容。
设计示例
假设效率为 96%，
对于 20 ms 的保持时间，可以得到最小输入电压为
为了获得更大的裕量，最小输入电压设置为 300v。
[步骤−2] 确定谐振网络的电压增益范围
一旦确定了 llc 谐振转换器的最小和最大输入电压，我们就可以确定 llc 转换器的最小增益和最大增益。
标称输入电压需要最小增益。为了最大程度减小开关频率变化，通常是让 llc 谐振转换器在谐振频率附近工作。谐振频率下的电压增益为：
在保持时间期间，pfc 输出电压（llc 谐振转换器的输入电压）下降，因此需要更高的增益来调节输出电压。最大电压增益为：
我们可以用一个较小的 m值来获得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就会导致变压器耦合不佳和效率降低。通常是将 m 值太小设置在 3~7 左右。
设计示例
lp 和 lr 之间的比率 (m) 选择 5.69。最小增益由下式获得：
最大输入电压下的最小增益选择 1.13。然后，可以得到最小输入电压的最大增益为
图 13：最大增益/最小增益
[步骤−3] 确定变压器匝数比 (n=np/ns)
利用步骤−2 中获得的最小增益 (mmin)，我们可以计算变压器匝数比如下：
设计示例
由于 sr 用于输出整流器，对于具有低 rds.on 的 sr mosfet，vf假设为 0v。由此，可以得到变压器匝数比为
[步骤−4] 计算等效负载电阻
利用从公式 (16) 获得的变压器匝数比，我们可以计算等效负载电阻。
设计示例
[步骤−5] 设计谐振网络
在步骤−2 中选择 m 值后，从图 10 中的峰值增益曲线中读取适当的 q 值，以获得所需的最大增益。由于峰值增益曲线是使用基波近似生成的，因此谐振下的实际增益要比使用基波近似的预测值高约 10~15%。
一旦确定了 q 值，我们可以获得如下谐振分量：
设计示例
按照步骤−2 中的计算，mmax为 1.49。在步骤−2 中，m 值选择 5.69。从图 14 中的峰值增益曲线中，可以得到最大 q 值为 0.37。
图 14：使用峰值增益（最大可达增益）的谐振网络设计
通过将谐振频率选择为 95khz，谐振分量确定如下：
构建变压器时，实际参数将调整如下，以适应 cr = 48 nf、lr = 58 h、lp = 330 h 且 fo = 95 khz 条件下的标准分量值。
采用基波近似的最终谐振网络设计的增益曲线如下。
图 15：设计示例的增益曲线
由于在低于谐振工作时，基波近似生成的峰值增益要比实际峰值增益低 10~15%，因此我们进行了 simplis 仿真以查看实际增益。仿真结果表明，在 75khz 下，300v 输入可获得所需的最大增益。仿真结果还表明，在标称输入电压和满载条件下的开关频率为 105khz。
图 16：vin = 300 v、fs = 69.55 khz、po = 288 w 条件下的仿真
图 17：vin = 396 v、fs = 105 khz、po = 288 w 条件下的仿真
[步骤−6] 设计变压器
图 18 显示了 llc 谐振转换器中变压器的励磁电流。初级侧绕组为限制最大磁通密度 bmax 所需的最小匝数由下式获得：
其中 ae 是变压器磁芯的横截面积（单位为 m2），而 bmax是最大磁通密度摆幅（单位为特斯拉），如图 18 所示。如果没有参考数据，则使用 bmax= 0.2~0.3 t 来降低磁芯损耗。请注意，公式中出现了由次级侧漏感引起的虚拟增益 mv,（参见图 7）。
图 18：磁通密度摆幅
为次级侧选择适当的匝数，从而使初级侧匝数高于 npmin。
初级侧和次级侧绕组的线规应根据标称输入电压下的 rms 电流确定，由下式给出
设计示例
变压器选用 srv5018 磁芯 (ae = 189.2 mm2)。bmax选择 0.1t，以减少变压器的磁芯损耗。变压器的最小初级侧匝数为
ns选择 3；np 选择 28。
标称输入电压下，可以得到变压器绕组的 rms 电流为
[步骤−7] 选择谐振电容
图 19 显示了不同工作条件下的初级侧电流（谐振电容电流）波形。在选择谐振电容时，应考虑到额定电流，因为会有大量电流流过电容器。在标称输入电压下通过谐振电容的 rms 电流已在公式 (23) 中获得。
标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
谐振电容的额定电压应根据每个角条件下的最大电压确定。
标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式给出：
请注意，对于全桥 llc 的情况，应删除公式 (25) − (27) 中的 vin / 2 项。
图 19：llc 谐振转换器在不同工作模式下的初级侧电流波形
设计示例
在步骤−6 中，谐振电容的 rms 电流计算如下：
标称输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压由下式获得：
通过将 ocp 电平设置为 13a，可以得到标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压为
通过将最小频率设置为 65 khz，可以得到最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压为
[步骤−8] 整流器网络设计
当变压器次级侧使用中心抽头绕组时，二极管电压应力是输出电压的两倍。
流过每个整流二极管的电流的 rms 值由下式给出：
同时，流过输出电容的纹波电流由下式给出：
输出电容上的电压纹波为
设计示例
整流二极管的电压应力和电流应力为：
考虑到杂散电感引起的电压过冲，选择 75 v−4.5 mω powertrench® mosfet 作为同步整流器。每个 mosfet 上的传导损耗为 0.47w。
输出电容的 rms 电流为：
输出电容并联使用四个 1200 μf 电容。每个电容的额定电流和 esr 分别为 2.77 arms 和 15 mω。
输出电容纹波计算如下
[步骤−9] 电流检测电路配置
图 20：典型电流检测配置
ncp4390 将检测瞬时开关电流和开关电流的积分，如图 20 所示。由于 ncp4390 位于次级侧，因此要使用电流互感器检测初级侧电流。当 prout1 为低电平时，内部复位开关会将 ics−引脚电压箝位在 0 v。反之，当 prout1 为高电平时，ics 引脚未箝位，积分电容 (cics) 由流经 rics 电阻器的电流进行充电和放电。
ncp4390 的应用电路使用 rc 滤波器进行准积分。为了获得准确的积分，电流检测电阻器和电流互感器匝数比的设计应确保 vsense 的振幅在大多数时间都高于 vics。图 23 显示了准积分电路的误差在 prout1 (vcm) 的下降沿如何随 vics 峰值电压与 vsense之间的比率而变化。比率越小，积分就越精确。
当 vics 峰值电压与 vcm之间的比率小于 0.5 时，可获得具有可接受误差（约 10%）的准积分。由于正常工作时 vics 峰值电压低于 1.2v，因此我们应选择 rcs1 和 rcs2，从而使 vcm 高于 2.4v。
图 21：ics 引脚波形
图 22：vics.idealpk 和 vics.actualpk 的定义
图 23：ics 引脚电压衰减与 vics.idealpk/vcm
为了获得 vics 的峰值电压，让我们看一看 llc 转换器的理想输入功率。对于半桥 llc 拓扑结构，在将 prout1 导通时间定义为 t=0 的情况下，输入功率可由下式表示：
请注意，对于全桥 llc 的情况，等号的右侧应乘以 2。
假设积分理想，ics 的峰值电压可由下式表示：
结合 (33) 和 (34)，ics 峰值电压可由下式估算：
考虑到 ics 引脚内部放电开关的能力，cics 的典型值为 1 nf。为了精确积分，我们建议使用 1% 容差的电容。
当 vics 峰值电压与 vcm 之间的比率不够小时，请将图 23 中的衰减系数应用于公式 (35)。
电流检测电压 (vics) 积分的峰值与开关周期中 llc 谐振转换器的平均输入电流成正比，如图 24 所示。因此，根据对应于输入电流限值阈值的额定功率的百分比，sr 启用/禁用的负载条件被确定为满载条件的百分比。通常，120% 的额定负载条件用于过流跳闸点，sr 分别在 15% 和 7.5% 的额定负载下启用和禁用。如果过流跳闸点的额定负载条件为 140%，sr 将在额定负载的 17.5% 和 8.75% 时启用和禁用。
为了在不增加 sr 启用/禁用点的情况下获得更高的过流限制，可以通过 ics 和 5vb 引脚之间的电阻器 rslp 在 vics上施加额外的斜率。这项技术通常用于较长保持时间的情况。对于给定的 rslp，为 ics 引脚电压额外施加的斜率由下式给出：
图 24：负载条件和 ics 引脚电压
图 25：带斜率补偿的电流检测配置
图 26：增加斜率补偿时的负载条件和 ics 引脚电压
额定输入电压和满载时的初级侧电流峰值由下式估算：
rcs1 和 rcs2 之间的比率要根据初级侧过流保护 (ocp) 跳闸点来确定，该跳闸点应小于 ipr pk。
设计示例
对于匝数比为 44 (nct) 的电流互感器，rcs1 和 rcs2 之间之和的最小建议值由下式给出：
由于功耗不会太高，因此可以将 rcs1 + rcs2 设置得更高，以便在 vics 上获得理想的积分。由此，我们选择 rcs1 和 rcs2 之和为 230ω。
额定输入电压和满载条件下的初级侧电流峰值由下式给出：
通过将初级侧 ocp 电平设置为 5a，
rcs1 和 rcs2 分别选择 30 ω和 200 ω。
这种设计不会对 ics 引脚施加额外的斜率。
将 cics 选择为 1 nf 电容。假设 1.2 v 时 vics 的衰减系数为 1.0（图 23 中 x=1.2/10.23 时的读数），则在标称输入电压下提供 13 a 过载保护 (io.olp) 的相应 rics 电阻为
将 rics 选择为 30 kω。
Kingston FURY叛逆者SSD 4TB深度测试
苹果持续增加自动驾驶测试汽车数量
如何提高有源医疗器械的电磁兼容性
EMI磁环在电子设备中的重要性：原理与作用？
新能源充电枪测试机：揭秘未来充电技术的关键
分步解析，半桥LLC谐振转换器的设计要点
nginx自动更新ssl证书
纵观两会：对于被爆炒的区块链项目很“虚” 但依旧持“谨慎看好”的态度
驱动电路开路是什么意思 驱动电路的作用是什么？为何要设置驱动电路？
嵌入式代码优化技巧
realme智能手环亮正式相，但续航是个大问题
苹果手机电池能换么_苹果手机电池更换教程_苹果手机换电池多少钱
掌握通讯线缆的五个口诀，室外光缆施工需要资质吗?
Adafruit Motorshield套件的使用
睿思芯科荣获创新南山2023“创业之星”大赛行业二等奖
全球年度Top 5 唯一RISC-V单板计算机入选
数字化革命下，车企如何转型升级？
厂商曝苹果iPhone 13已开始打样
中国机器人峰会常态化活动——“提升智能机器人关键技术创新能力”专题研讨会
石头扫地机器人T6到底怎么样