CMT2300A的直连射频匹配网络电路设计
通常，在设计射频匹配网络时，需要兼顾几个方面：端口的阻抗匹配必须一致，插入损耗尽可能小，带外衰减尽可能大，pa功率与效率尽可能高，元件个数尽可能少。针对cmt2300a射频匹配网络设计，有directtie和switchtype两种匹配方法。
直连（directtie）匹配电路无需rf开关，tx和rx通路阻抗变换后直连到天线。cmostekdirecttie匹配优化了电路结构，采用较少的元器件，既可满足ce/fcc规范，又实现高接收灵敏度，高效率和大功率输出。
1、l1是扼流电感。
2、c8-c11是电源退耦电容，用于减少pa输出对电源的影响。根据实际的应用需求要做适当调整。
3、c1是隔直电容，并且与l2的部分电感在工作频点形成谐振起到谐波抑制作用。
4、上图标识的a点为直连点，该点的阻抗是50ω。
5、l2，c2和l3组成tx匹配网络，实现pa输出和直连点阻抗匹配。
6、c6，l6，c7，l7，l8组成rx巴伦匹配网络，实现接收机的输入阻抗和直连点匹配，并使得接收信号到达差分输入口rfip，rfin处时幅度相等，相位相差180度。
7、l4，c3，l5为50ω到50ω的t型低通滤波匹配网络。
8、y1推荐用频率容差±20ppm的26mhz晶体，可接受的晶体频率容差取决于用户产品通讯系统的要求，如频率，信道，带宽等。
9、c4，c5为晶体负载电容（注意芯片内部已经集成了约4pf的负载电容，以cl=15pf的26mhz晶体为例，折合晶体相连走线分布电容2pf，c4和c5取值约15*2-4-2=24pf）。
10、c12-c15滤波电容，在布线不合理或走线太长情况下，串口csb，fcsb，sdio，sclk管脚容易受到干扰，功率输出（20dbm）越大，工作频率越低，受干扰的概率越大，建议靠近四个管脚预留到地电容（27pf）滤除射频干扰。
推荐客户参考cmostek直连（directtie）匹配的设计，tx和rx通路到直连点之间的网络尽量采用官方推荐的相同值的元件。而天线匹配滤波网络（l4，c3，l5），要根据天线阻抗，成本要求，是否要求满足ce/fcc规范等因素，来调整滤波器的阶数和元件值。如线路板面积受限，建议l1-l8，仍采用高q值叠层0603电感（如sunlordsdcl1608系列），但电容都可采用0402封装。
cmostek直连（directtie）匹配pcblayout为两层布线设计。
说明如下
1、射频信号路径尽量的直且短，减小射频信号输入与输出的的损耗。
2、射频走线应该尽量平整，以减小传输线上的阻抗波动而产生反射。在上图中l2到p1间走线为50ω阻抗传输线。本参考设计中，双面板为fr4板材，介电常数er=4.6，铜皮厚1oz，pcb板厚0.8mm，当取传输线宽度为1mm左右，且传输线与包地（gnd）的间隙设定为0.35mm时，就可得到阻抗为50欧姆的传输线。
3、尽量不要有丝印落在射频路径上，丝印会影响传输线阻抗。
4、l1离pa管脚尽量近。相邻电感尽量正交摆放，可减少相互耦合。
5、直连结合点的分支网络（上图c2，l7和c7相连部分）要尽量短。
6、射频通路，晶振电路和ic的下方相邻层要有完整的铺地（gnd）。
7、tx和rx通路间要有gnd网络进行隔离。
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5、l2，c2和l3组成tx匹配网络，实现pa输出和直连点阻抗匹配。
6、c6，l6，c7，l7，l8组成rx巴伦匹配网络，实现接收机的输入阻抗和直连点匹配，并使得接收信号到达差分输入口rfip，rfin处时幅度相等，相位相差180度。
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9、c4，c5为晶体负载电容（注意芯片内部已经集成了约4pf的负载电容，以cl=15pf的26mhz晶体为例，折合晶体相连走线分布电容2pf，c4和c5取值约15*2-4-2=24pf）。
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3、尽量不要有丝印落在射频路径上，丝印会影响传输线阻抗。
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5、直连结合点的分支网络（上图c2，l7和c7相连部分）要尽量短。
6、射频通路，晶振电路和ic的下方相邻层要有完整的铺地（gnd）。
7、tx和rx通路间要有gnd网络进行隔离。
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