AN-3009/D标准栅极驱动器光电耦合器
标准栅极驱动器光电耦合器
栅极驱动光电耦合器fod31xx系列的功能是用作电源缓冲器 ,来控制功率mosfet或igbt的栅极 。它为 mosfet或 igbt的栅极输入供应所需的峰值充电电 流 ,来打开器件。该目标通过向功率半导体的栅极提 供正压(voh)来实现 。若要关闭mosfet或igbt,需 拉起驱动器件的栅极至0电压(vol)或更低。
许多功率控制应用采用两个或两个以上串联功率半导体的 “ 图腾柱”高端和低端连接 。高端n沟道mosfet漏极连接至电源的正极(+)端子 ,并且它的源 极连接至低端晶体管的漏极上。低端晶体管的源极连 接至系统电源的负极(−)端 。负载驱动的一端连接至高 端和低端晶体管的共节点处 。高端和低端晶体管的正 确控制,要求两个晶体管既不能同时开启也不能同时导通。流入串联高端和低端器件 的电流被称 为 “直通”电流 。直通电流浪费功率 ,并导致高端和低 端晶体管的损坏。
消除直通电流的最常见技术是:在高端和低端开关 换之间添加延迟或延时 。该延迟的引入 ,是通过控 制供应给高端和低端栅极驱动器的信号的时间。
图 1是栅极驱动器内部框图 。驱动器的每个部分由 一个通用电源或偏置电源供电 。初始电源开启时 , 由 于电路的复杂性而存在电路延迟。这些复杂性导致一种情况(在最初上电期间): 当栅极的输出跟随施加的vdd电源的上升沿,直至电源稳定。一旦偏置电平正确,栅极驱动器输出返回至正确的状态: 由led控制。
本应用指南讨论了关键的设计标准 , 包括led驱 动、初始条件、最大开关频率和功率。
图1. fod31xx框图
初始条件：器件启动
工作条件
在典型逆变器应用中有三个电源 。第一个是逻辑电 源(+3.3 v或+5 v 或+10 v) 。第二个是隔离低端和高端 驱动器电源(+20 v fod3182 、+25v fod3120) 。第三个是供应给mosfet/igbt的高压电源。为了最小化偏压电源稳定时间的任何影响 ,一种解决方案是控制电源激活的顺序:
• 第一 :逻辑电源———初始条件 ,led电流=0ma ,led关闭。
• 第二:隔离低端和高端驱动器电源 ,vo=vg=0v ,功率mosfet关闭。
• 第三:为功率mosfet供应高压电源。
接通序列延迟能容纳逻辑控制的上电复位和驱动器隔离电源的自举充电时间。
led驱动器
峰值正向电流 ,if(peak) ,为<1 a (1 山s, 300 pps) 。推荐的工作电流为10ma至16 ma 。电流上升速率低于250ms 。led电流上升的最快速率将最小化传播延迟 和输出开关抖动。
电源考虑因素
fod31xx产品是高增益(23 db)、高功率输出、光放大器。它们所需的电源带有低输出阻抗, 在dc至40mhz范围内。使用低esr旁路电容和信号接地面, 有助于减少自感应电源噪声 ,并防止输出上升和下降 时间的降低。
在fod3182上的传挪延迟
图 2表明 ,传播延迟与负载电容无关 ,并且 ,典型 脉宽失真度(pwd)小于40ns。
图2. 传输延迟与 串联负载电阻
图3表明 ,传播延迟取决于led电流 。典型pwd是+4ns/ma。
图3. 传播延迟与正向 led 电流
图 4和图 5说明了延迟的独立性与串联负载和电源电压有关。
图4. 传输延迟与串联负载电阻
图5. 传输延迟与电源电压
采用温度稳定led 、温度补偿放大器和电流源 ,传播延迟在-40°c至100°c间的变化通常是+0.2 ns/°c ,如图6所示。
图6. 输出高压降与ta
门驱动cmti (或噪声抑制) 性能
光隔离mosfet和igbt驱动器可提供在负载的高压和应用控制逻辑之间的安全绝缘和噪声隔离 。fod31xx系列的共面结构提供高电介质隔离和低输入至输出电容 ,优化了安全性和最小化了噪声耦合 。该 封装结构使其安全性符合美国和欧洲标准 ,工作电压超过800v。
由负载开关产生的电气噪声引起的干扰通过共面光耦合技术受阻,并且特殊的电——光屏蔽进一步减少了开关瞬变至栅极驱动器有源电路间的电容耦合。
一个典型的240 vac交流电源转换器可产生800 v的 开关瞬变 ,压摆率大于6 kv/山s 。这样巨大的瞬变会在输入和输出之间产生一个3ma的峰值电流(当应用于一个只有0.5 pf的cio的隔离器件时)参见图8.
图7. cmti led关闭
图7表明 , 电容耦合了耦合器输入和输出之间的噪声电流 。本例中, 以耦合器的输出地(gnd2)为参考, 共模瞬变出现一个负电压摆幅 。该瞬变将电流从耦合 器的输出引至输入 。封装电容cio ,在输入和输出之 间提供主导耦合阻抗 。led关闭,因此栅极输出处于低电平状态 。如果从放大器的输入端引出足够的共模 电流icm , 光放大器将开启 。这种噪声电流icm相当 小 , 因为特殊的共模屏蔽阻止了电场变化效应 。这种屏蔽导致有效的共模电容耦合低于50 ff 。这种共模屏蔽可最小化光放大器的耦合输入或输出。因此 , fod31xx系列抑制了峰值振幅为1.5 kv和压摆率超过15kv/山s的正/负共模瞬变。
以下总结了fod31xx系列共模瞬变(cmt)的影响:
♦ 控制电流流过led ,if = 10 ma
♦ 驱动器输出是高电平和至负载的源电流
♦ 正(+) dv/dt 从放大器拉出电流 ,协助光电流
♦ 负(-) dv/dt将电流拉入放大器 ,抵消光电流 ,并 可能导致放大器由高电平向低电平转换。
♦ 控制电流流入led ,if = 0 ma
♦ 驱动器的输出是低电平以及从负载获得的灌电流
♦ 正(+) dv/dt从放大器拉出电流 ,并可能导致其从 低电平向高电平转换。
♦ 负(−) dv/dt将电流灌入放大器 ,并有助于保持低 电平的输出状态
输入共模瞬态抑制性
图8和图9表明 ,半桥或“h”桥式图腾柱配置采 用两个功率mosfet 。图 8表示低端开关,而图9表示高端开关 。触发操作前 ,一端是打开的,另一端是关闭的。一旦开关触发操作发生 ,两个开关都禁用 , 形成关闭驻留或“死区”时间。
图 8表示低端igbt所产生的cmt导通。
这种载荷开关动作产生负dv/dt ,如h桥式的两个开关 。在这种开关动作中没有载荷直通电流发生尤为重 要 。请注意,输入led通常是串联转换连接 。如果高 端门驱动器瞬时接通而低端开关开启 ,可能导致直通故障 。图 9表示cmt 引出电流流入高端led。
led电流的幅度取决于:cmt的dv/dt 、组件的输入
输出寄生电容以及led周围阻抗 。这些阻抗包括: led电流设置电阻r2和驱动ledt1时的cce。
逆变器用于产生240 vac 电源 ,可产生脉冲宽度大 - 约为100 ns 、3 mapk的led电流 。该脉宽足以激活高端驱动器并导致直通故障 。通过减少led周围的断态 阻抗可以最大限度地减少该故障的敏感度 。这些较低的阻抗为 –dv/dt开关动作造成的cmt电流提供备选路 径 。如图 9所示, –dv/dt开关动作产生cmt ,也可通 过低端igbt驱动器看到 。此瞬态尝试引出电流流入低 端led 。此瞬态效应最小 。led已经开启,迫使更多 的led电流仅获得正确的低端开关动作 ,并且 ,增量 cmt电流通过晶体管t2并联至gnd1.
图8. 低端打开、 高端关闭 、负cmt
图9. 正dv/dt−高端开关导通
当高端开关导通时将产生正dv/dt 。图10表明,该+dv/dt的效果是:关闭低端开关 。正cmt能够引出电流流入低端驱动器内的offled。如果dv/dt足够大, 该cmt立即迫使低端igbt驱动器导通 。该正cmt也可以通过高端开关看到。该dv/dt通常有助于保持高端驱动器导通。
led并联驱动器最小化开关cm
当图腾柱半桥电流应用中采用fod31xx驱动器时, cmti是必要的。在正常电路工作期间,开关瞬变至关重要,不会导致关闭的栅极驱动器转为导通状态。这种由于半桥式图腾柱操作自诱式导通,需要led并联驱动器改善抗噪声能力。在上个例子中 ,led通常 以串联方式与驱动器配置连接。cmt能通过封装吸收或灌入电流cio ,导致off led导通 。常关led在关闭状态提供相对较高的阻抗 。这种潜在问题,可以通过减小led关闭状态阻抗来消除。当led关断时,通过在led周围提供低阻抗并联路径来解决该问题.图11说明了并联led驱动器电路。
并联led驱动器
为了提高抗噪声能力 ,可采用并联led驱动器。并联led驱动器的优势如下:在半桥驱动器中改善cmti, 以及2)通过封装电容耦合的负载dv/dt,被耦合至低阻抗(要么导通led,要么导通bjt或逻辑门的导通电阻)中。缺点是效率最低(例如 ,当led导通或开启时需要消耗功率)。
图10. 并联led驱动器的fod3182
led与驱动器开关并联时 ,将产生电流分流驱动
图10采用开路漏极逻辑门u1 ,作为驱动器:
• 当开关处于关闭状态并且u1=high时, led电流流 过。
• led为共模导通电流提供低阻抗。
• 若要关闭led,需将栅极强制进入低电平状态 。这 样可以将led两端的电压降到远低于所需正向电压 的值。它也可以提供一个低阻抗 ,从而降低共模传 导电流对led工作的影响。
外部或自产生的共模和正常模式噪声可以导致操作 故障 。最小化控制逻辑和功率半导体之间的耦合电 容 ,大大减小了共模噪声瞬态转换为正常模式噪声脉冲 。在驱动点采用低的 、平衡阻抗来改善抗噪声能 力 。控制功率mosfet采用电流隔离驱动器最小化共 模的噪声耦合 。fod31xx系列mosfet驱动器的内部 屏蔽最小化驱动器cmti 。采用并联led驱动器最大化 输入网络的cmti ,减少了共模噪声脉冲转换为正常 模式led驱动信号的危险。
如何计算fod3120功率mosfet/igbt栅极驱动光电 耦合器的最大开关频率
为了计算fod3120的最大开关频率,采用表1中的变量。
表1. 性能额定值
最大结温125°c
热阻(发射极) ，rthe182 k/w
热阻(检测器) ，rthd141 k/w
热阻(发射极和检测器之间) ，rthed560 k/w
在ta= 25°c时的输出ic功耗250 mw
在ta = 100°c时的输出ic功耗210 mw
iccl = icch3.8 ma
rds(on)3.5 q
vcc − vee30 v
fqa9n90c_f109
cgs2730 pf
esr cgs25 q
分析
计算最大开关频率的第一个步骤是确定在最大工作 结温 125°c和环境温度100°c时 ,fod3120输出驱动器 mosfet的最大功耗 。前一节说明了基于fod3120稳 态热阻,在ta=100°c时 ,最大功率是210 mw。
输出ic的最大功率是稳态ic功率与输出功率mosfet晶体管功耗之和。精确关系如下式(1):p ic = pstatic + pout
(eq. 1)静态功率是:
pstatic = icc x vcc
pstatic = 3.8 ma x 30 v
pstatic = 114 mw
输出晶体管的最大允许功耗pout , 是最大ic功率pic与静态ic功率pstatic的差。
pout = pic - pstatic
pout = 210 mw - 1140 mw
pout = 96 mw
在环境温度100ºc时,输出晶体管耗散的稳态功率为96 mw 。输出功率耗散在输出p沟道和n沟道晶体管的漏极至源极的串联电阻rds(on)上。
输出功率公式如下:
out = io x rrds(on)
图11. fod3120 – mosfet接口
图12 等效电流fod3120-msofet接口
图11显示的是 ,fod3120和n沟道功率mosfet之间的互连 。图12提供了用于计算fod3120输出功率的等效电路。p沟道晶体管建模为带有3.5 q的串联电阻 的开关 。fqa9n90c_f109的输入建模为串联rc电路。电路元件是栅极至源极电容2730 pf、与25 q等效串联电阻(esr)串联。
下面将讨论rms在输出晶体管上的功耗,给出mosfet栅极充电和放电电流 , 以及fod3120晶体管 rds(on)的电压降。
图13. fod3120输出电流和电压
图13显示的是 ,当fod3120驱动功率mosfet的栅 极时,输出电流的波形。再看一下图13,当开关连接 至串联电阻rgs、rds(on)和输入电容cgs时 ,初始充 电转换如图所示。当开关打开, 电流上升至峰值 vcc/rgs 。充电电流呈指数下降由cgs、电阻rgs和rds(on)确定。
假设:
图14. fod3120输出电流
图14. fod3120输出电流
fod3120的mosfet峰值功耗由峰值电流和指数的延迟时间(t)确定 ,其中:
v = supply voltage;
r= 驱动mosfet的rs与fod3120的rds(on)等效串联 电阻之和;
t = 驱动mosfet的r和ciss的时间常数。
在输出处的结温增加是热阻和输出驱动器的rms功率产品 。在等式(7)中给出计算rms功率的等式。变量p ,是功率脉冲平均期间的时长 。图14说明在每led转换时,都存在驱动电流脉冲。工作频率定义 为 1 / (2 x p) 。
该定义通过平衡分析:
利用等式(8) 的初等微积分 , 求解等式(7),rds=rds(on)的定积分:
借助数学cad® ,利用几何方法求解等式。
假设:
t = 3 x 10−6, 3.5 x 10−6 …20 x 10−6
v = 30 v
c = 2730 x 10−12
r1 = 25
rds = 3.5
r=r1+rds
tau=rxc
图15. 输出功耗(w) 与g工作频率(khz)
图16表示 , 在驱动输出功耗 9 6 m w的fqa9n90c_f109 时 , 容许的最大工作频率低于20 khz。主要的限制因素是最坏情况下的技术规格-输出驱动器的rds(on)。
如果部件的最大rds(on)被指定为: 当工作条件io 图 16为1 a时 ,其值接近典型1.0 q,结果可能如所示。
假设：
vcc = 30 v
cgs= 2730 pf
rds = 1.0ω
r=r1+rds(on)
r1=rgs(cgs-esr)=25ω
图16. 输出功耗(w) 与 工作频率(khz)
图16说明 , 如果rds(on)等于1.0 q; 在100c和 vcc=30v时驱动fqa9n90c_f109 mosfet ,开关频率可能为150 khz。
结论
本应用指南重点介绍了隔离门驱动电路的可靠性和 性能优化的一些方法 。采用通用的公式计算栅极充电传输功率 , 该功率供 应给驱动mosfet(fqa9n90c_f109)。然而,该分析并没有描述驱动器ic内的功耗。利用等式(8)计算fod3120的输出功率(mosfet的功耗,是rds(on) 、vcc 、驱动mosfet的 栅极电容和栅极等效串联电阻(esr)的函数。
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栅极驱动光电耦合器fod31xx系列的功能是用作电源缓冲器 ,来控制功率mosfet或igbt的栅极 。它为 mosfet或 igbt的栅极输入供应所需的峰值充电电 流 ,来打开器件。该目标通过向功率半导体的栅极提 供正压(voh)来实现 。若要关闭mosfet或igbt,需 拉起驱动器件的栅极至0电压(vol)或更低。
许多功率控制应用采用两个或两个以上串联功率半导体的 “ 图腾柱”高端和低端连接 。高端n沟道mosfet漏极连接至电源的正极(+)端子 ,并且它的源 极连接至低端晶体管的漏极上。低端晶体管的源极连 接至系统电源的负极(−)端 。负载驱动的一端连接至高 端和低端晶体管的共节点处 。高端和低端晶体管的正 确控制,要求两个晶体管既不能同时开启也不能同时导通。流入串联高端和低端器件 的电流被称 为 “直通”电流 。直通电流浪费功率 ,并导致高端和低 端晶体管的损坏。
消除直通电流的最常见技术是:在高端和低端开关 换之间添加延迟或延时 。该延迟的引入 ,是通过控 制供应给高端和低端栅极驱动器的信号的时间。
图 1是栅极驱动器内部框图 。驱动器的每个部分由 一个通用电源或偏置电源供电 。初始电源开启时 , 由 于电路的复杂性而存在电路延迟。这些复杂性导致一种情况(在最初上电期间): 当栅极的输出跟随施加的vdd电源的上升沿,直至电源稳定。一旦偏置电平正确,栅极驱动器输出返回至正确的状态: 由led控制。
本应用指南讨论了关键的设计标准 , 包括led驱 动、初始条件、最大开关频率和功率。
图1. fod31xx框图
初始条件：器件启动
工作条件
在典型逆变器应用中有三个电源 。第一个是逻辑电 源(+3.3 v或+5 v 或+10 v) 。第二个是隔离低端和高端 驱动器电源(+20 v fod3182 、+25v fod3120) 。第三个是供应给mosfet/igbt的高压电源。为了最小化偏压电源稳定时间的任何影响 ,一种解决方案是控制电源激活的顺序:
• 第一 :逻辑电源———初始条件 ,led电流=0ma ,led关闭。
• 第二:隔离低端和高端驱动器电源 ,vo=vg=0v ,功率mosfet关闭。
• 第三:为功率mosfet供应高压电源。
接通序列延迟能容纳逻辑控制的上电复位和驱动器隔离电源的自举充电时间。
led驱动器
峰值正向电流 ,if(peak) ,为<1 a (1 山s, 300 pps) 。推荐的工作电流为10ma至16 ma 。电流上升速率低于250ms 。led电流上升的最快速率将最小化传播延迟 和输出开关抖动。
电源考虑因素
fod31xx产品是高增益(23 db)、高功率输出、光放大器。它们所需的电源带有低输出阻抗, 在dc至40mhz范围内。使用低esr旁路电容和信号接地面, 有助于减少自感应电源噪声 ,并防止输出上升和下降 时间的降低。
在fod3182上的传挪延迟
图 2表明 ,传播延迟与负载电容无关 ,并且 ,典型 脉宽失真度(pwd)小于40ns。
图2. 传输延迟与 串联负载电阻
图3表明 ,传播延迟取决于led电流 。典型pwd是+4ns/ma。
图3. 传播延迟与正向 led 电流
图 4和图 5说明了延迟的独立性与串联负载和电源电压有关。
图4. 传输延迟与串联负载电阻
图5. 传输延迟与电源电压
采用温度稳定led 、温度补偿放大器和电流源 ,传播延迟在-40°c至100°c间的变化通常是+0.2 ns/°c ,如图6所示。
图6. 输出高压降与ta
门驱动cmti (或噪声抑制) 性能
光隔离mosfet和igbt驱动器可提供在负载的高压和应用控制逻辑之间的安全绝缘和噪声隔离 。fod31xx系列的共面结构提供高电介质隔离和低输入至输出电容 ,优化了安全性和最小化了噪声耦合 。该 封装结构使其安全性符合美国和欧洲标准 ,工作电压超过800v。
由负载开关产生的电气噪声引起的干扰通过共面光耦合技术受阻,并且特殊的电——光屏蔽进一步减少了开关瞬变至栅极驱动器有源电路间的电容耦合。
一个典型的240 vac交流电源转换器可产生800 v的 开关瞬变 ,压摆率大于6 kv/山s 。这样巨大的瞬变会在输入和输出之间产生一个3ma的峰值电流(当应用于一个只有0.5 pf的cio的隔离器件时)参见图8.
图7. cmti led关闭
图7表明 , 电容耦合了耦合器输入和输出之间的噪声电流 。本例中, 以耦合器的输出地(gnd2)为参考, 共模瞬变出现一个负电压摆幅 。该瞬变将电流从耦合 器的输出引至输入 。封装电容cio ,在输入和输出之 间提供主导耦合阻抗 。led关闭,因此栅极输出处于低电平状态 。如果从放大器的输入端引出足够的共模 电流icm , 光放大器将开启 。这种噪声电流icm相当 小 , 因为特殊的共模屏蔽阻止了电场变化效应 。这种屏蔽导致有效的共模电容耦合低于50 ff 。这种共模屏蔽可最小化光放大器的耦合输入或输出。因此 , fod31xx系列抑制了峰值振幅为1.5 kv和压摆率超过15kv/山s的正/负共模瞬变。
以下总结了fod31xx系列共模瞬变(cmt)的影响:
♦ 控制电流流过led ,if = 10 ma
♦ 驱动器输出是高电平和至负载的源电流
♦ 正(+) dv/dt 从放大器拉出电流 ,协助光电流
♦ 负(-) dv/dt将电流拉入放大器 ,抵消光电流 ,并 可能导致放大器由高电平向低电平转换。
♦ 控制电流流入led ,if = 0 ma
♦ 驱动器的输出是低电平以及从负载获得的灌电流
♦ 正(+) dv/dt从放大器拉出电流 ,并可能导致其从 低电平向高电平转换。
♦ 负(−) dv/dt将电流灌入放大器 ,并有助于保持低 电平的输出状态
输入共模瞬态抑制性
图8和图9表明 ,半桥或“h”桥式图腾柱配置采 用两个功率mosfet 。图 8表示低端开关,而图9表示高端开关 。触发操作前 ,一端是打开的,另一端是关闭的。一旦开关触发操作发生 ,两个开关都禁用 , 形成关闭驻留或“死区”时间。
图 8表示低端igbt所产生的cmt导通。
这种载荷开关动作产生负dv/dt ,如h桥式的两个开关 。在这种开关动作中没有载荷直通电流发生尤为重 要 。请注意,输入led通常是串联转换连接 。如果高 端门驱动器瞬时接通而低端开关开启 ,可能导致直通故障 。图 9表示cmt 引出电流流入高端led。
led电流的幅度取决于:cmt的dv/dt 、组件的输入
输出寄生电容以及led周围阻抗 。这些阻抗包括: led电流设置电阻r2和驱动ledt1时的cce。
逆变器用于产生240 vac 电源 ,可产生脉冲宽度大 - 约为100 ns 、3 mapk的led电流 。该脉宽足以激活高端驱动器并导致直通故障 。通过减少led周围的断态 阻抗可以最大限度地减少该故障的敏感度 。这些较低的阻抗为 –dv/dt开关动作造成的cmt电流提供备选路 径 。如图 9所示, –dv/dt开关动作产生cmt ,也可通 过低端igbt驱动器看到 。此瞬态尝试引出电流流入低 端led 。此瞬态效应最小 。led已经开启,迫使更多 的led电流仅获得正确的低端开关动作 ,并且 ,增量 cmt电流通过晶体管t2并联至gnd1.
图8. 低端打开、 高端关闭 、负cmt
图9. 正dv/dt−高端开关导通
当高端开关导通时将产生正dv/dt 。图10表明,该+dv/dt的效果是:关闭低端开关 。正cmt能够引出电流流入低端驱动器内的offled。如果dv/dt足够大, 该cmt立即迫使低端igbt驱动器导通 。该正cmt也可以通过高端开关看到。该dv/dt通常有助于保持高端驱动器导通。
led并联驱动器最小化开关cm
当图腾柱半桥电流应用中采用fod31xx驱动器时, cmti是必要的。在正常电路工作期间,开关瞬变至关重要,不会导致关闭的栅极驱动器转为导通状态。这种由于半桥式图腾柱操作自诱式导通,需要led并联驱动器改善抗噪声能力。在上个例子中 ,led通常 以串联方式与驱动器配置连接。cmt能通过封装吸收或灌入电流cio ,导致off led导通 。常关led在关闭状态提供相对较高的阻抗 。这种潜在问题,可以通过减小led关闭状态阻抗来消除。当led关断时,通过在led周围提供低阻抗并联路径来解决该问题.图11说明了并联led驱动器电路。
并联led驱动器
为了提高抗噪声能力 ,可采用并联led驱动器。并联led驱动器的优势如下:在半桥驱动器中改善cmti, 以及2)通过封装电容耦合的负载dv/dt,被耦合至低阻抗(要么导通led,要么导通bjt或逻辑门的导通电阻)中。缺点是效率最低(例如 ,当led导通或开启时需要消耗功率)。
图10. 并联led驱动器的fod3182
led与驱动器开关并联时 ,将产生电流分流驱动
图10采用开路漏极逻辑门u1 ,作为驱动器:
• 当开关处于关闭状态并且u1=high时, led电流流 过。
• led为共模导通电流提供低阻抗。
• 若要关闭led,需将栅极强制进入低电平状态 。这 样可以将led两端的电压降到远低于所需正向电压 的值。它也可以提供一个低阻抗 ,从而降低共模传 导电流对led工作的影响。
外部或自产生的共模和正常模式噪声可以导致操作 故障 。最小化控制逻辑和功率半导体之间的耦合电 容 ,大大减小了共模噪声瞬态转换为正常模式噪声脉冲 。在驱动点采用低的 、平衡阻抗来改善抗噪声能 力 。控制功率mosfet采用电流隔离驱动器最小化共 模的噪声耦合 。fod31xx系列mosfet驱动器的内部 屏蔽最小化驱动器cmti 。采用并联led驱动器最大化 输入网络的cmti ,减少了共模噪声脉冲转换为正常 模式led驱动信号的危险。
如何计算fod3120功率mosfet/igbt栅极驱动光电 耦合器的最大开关频率
为了计算fod3120的最大开关频率,采用表1中的变量。
表1. 性能额定值
最大结温125°c
热阻(发射极) ，rthe182 k/w
热阻(检测器) ，rthd141 k/w
热阻(发射极和检测器之间) ，rthed560 k/w
在ta= 25°c时的输出ic功耗250 mw
在ta = 100°c时的输出ic功耗210 mw
iccl = icch3.8 ma
rds(on)3.5 q
vcc − vee30 v
fqa9n90c_f109
cgs2730 pf
esr cgs25 q
分析
计算最大开关频率的第一个步骤是确定在最大工作 结温 125°c和环境温度100°c时 ,fod3120输出驱动器 mosfet的最大功耗 。前一节说明了基于fod3120稳 态热阻,在ta=100°c时 ,最大功率是210 mw。
输出ic的最大功率是稳态ic功率与输出功率mosfet晶体管功耗之和。精确关系如下式(1):p ic = pstatic + pout
(eq. 1)静态功率是:
pstatic = icc x vcc
pstatic = 3.8 ma x 30 v
pstatic = 114 mw
输出晶体管的最大允许功耗pout , 是最大ic功率pic与静态ic功率pstatic的差。
pout = pic - pstatic
pout = 210 mw - 1140 mw
pout = 96 mw
在环境温度100ºc时,输出晶体管耗散的稳态功率为96 mw 。输出功率耗散在输出p沟道和n沟道晶体管的漏极至源极的串联电阻rds(on)上。
输出功率公式如下:
out = io x rrds(on)
图11. fod3120 – mosfet接口
图12 等效电流fod3120-msofet接口
图11显示的是 ,fod3120和n沟道功率mosfet之间的互连 。图12提供了用于计算fod3120输出功率的等效电路。p沟道晶体管建模为带有3.5 q的串联电阻 的开关 。fqa9n90c_f109的输入建模为串联rc电路。电路元件是栅极至源极电容2730 pf、与25 q等效串联电阻(esr)串联。
下面将讨论rms在输出晶体管上的功耗,给出mosfet栅极充电和放电电流 , 以及fod3120晶体管 rds(on)的电压降。
图13. fod3120输出电流和电压
图13显示的是 ,当fod3120驱动功率mosfet的栅 极时,输出电流的波形。再看一下图13,当开关连接 至串联电阻rgs、rds(on)和输入电容cgs时 ,初始充 电转换如图所示。当开关打开, 电流上升至峰值 vcc/rgs 。充电电流呈指数下降由cgs、电阻rgs和rds(on)确定。
假设:
图14. fod3120输出电流
图14. fod3120输出电流
fod3120的mosfet峰值功耗由峰值电流和指数的延迟时间(t)确定 ,其中:
v = supply voltage;
r= 驱动mosfet的rs与fod3120的rds(on)等效串联 电阻之和;
t = 驱动mosfet的r和ciss的时间常数。
在输出处的结温增加是热阻和输出驱动器的rms功率产品 。在等式(7)中给出计算rms功率的等式。变量p ,是功率脉冲平均期间的时长 。图14说明在每led转换时,都存在驱动电流脉冲。工作频率定义 为 1 / (2 x p) 。
该定义通过平衡分析:
利用等式(8) 的初等微积分 , 求解等式(7),rds=rds(on)的定积分:
借助数学cad® ,利用几何方法求解等式。
假设:
t = 3 x 10−6, 3.5 x 10−6 …20 x 10−6
v = 30 v
c = 2730 x 10−12
r1 = 25
rds = 3.5
r=r1+rds
tau=rxc
图15. 输出功耗(w) 与g工作频率(khz)
图16表示 , 在驱动输出功耗 9 6 m w的fqa9n90c_f109 时 , 容许的最大工作频率低于20 khz。主要的限制因素是最坏情况下的技术规格-输出驱动器的rds(on)。
如果部件的最大rds(on)被指定为: 当工作条件io 图 16为1 a时 ,其值接近典型1.0 q,结果可能如所示。
假设：
vcc = 30 v
cgs= 2730 pf
rds = 1.0ω
r=r1+rds(on)
r1=rgs(cgs-esr)=25ω
图16. 输出功耗(w) 与 工作频率(khz)
图16说明 , 如果rds(on)等于1.0 q; 在100c和 vcc=30v时驱动fqa9n90c_f109 mosfet ,开关频率可能为150 khz。
结论
本应用指南重点介绍了隔离门驱动电路的可靠性和 性能优化的一些方法 。采用通用的公式计算栅极充电传输功率 , 该功率供 应给驱动mosfet(fqa9n90c_f109)。然而,该分析并没有描述驱动器ic内的功耗。利用等式(8)计算fod3120的输出功率(mosfet的功耗,是rds(on) 、vcc 、驱动mosfet的 栅极电容和栅极等效串联电阻(esr)的函数。
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