基于SEPIC变换器的高功率因数LED照明电源设计
1、驱动电源拓扑结构和控制方式
led需要的驱动电源，由交流电整流后再直直变换得到，整流电路通常采用二极管桥式整流并用电解电容进行滤波，这种方式功率因数比较低，对电网带来较大的谐波污染，通过有源功率因数校正电路减小谐波对电网的污染，因此电源的拓扑结构要能够较好的实现pfc，同时损耗也是需要考虑的重要因素，最后led的电源通常都需要封闭起来，变换器的尺寸也受到限制。因此选择的变换器应具有以下优点：器件少，高效率，尺寸小。常用的有源功率因数校正的拓扑结构有boost，反激变换器，sepic等。boost变换器简单，效率比较高，但是其只能实现升压，适合于输出电压高于输入电压的场合，led驱动电源需要升/降压，因此不能选用boost。隔离型的反激变换器也可以实现功率因数校正，输出电压既能升压又能降压，但是反激变换器中的变压器只工作在第一象限，磁芯利用率不高，同时需要加上一些缓冲电路，变换器的效率不高，且电源尺寸大。而sepic电路的输出可以实现升压也可以实现降压，而且相对反激变换器，sepic变换器的输入电流是连续的，用于滤波的输入电感体积小，且sepic不需要添加缓冲电路，可以减小电源的尺寸，提高电源的效率，所以选择sepic电路作为驱动电路的拓扑结构。
图1为基于sepic变换器的高功率led照明电源主电路和控制电路简图。led的亮度和流过led的电流大小基本是成正比的，只要控制led的电流大小就可以调节led的亮度。图1中c1上的电压为经过桥式整流后的电压，r1和mos管串联，采样流过mos管的电流，r2和负载led串联，采样负载电流信号。
从图1可以看出，r2对流过led上的电流采样，得到的信号和基准信号vref进行比较，其误差经放大器放大后，作为乘法器的一路输入，用于控制led的亮度，改变采样电阻r2的大小，就可以改变led的亮度。乘法器的另一路输入为输入端电压的采样信号，乘法器输出结果再与mos管和电感l1的电流采样信号相比较，产生的pwm脉冲用于控制mos管的开关，实现对负载电流和输入电流的控制，最终完成led亮度调节和功率因数校正。
2、sepic工作原理分析 根据流过d5的电流是否总大于零将sepic电路的工作模式分为断续工作模式，连续工作模式（continuouscurrentmode，ccm）和临界连续工作模式，采用bcm实现pfc。临界连续模式下不同开关模态下的等效电路如图2所示。下面分析中ts表示开关周期，ton，td分别是一个周期内mos管导通和二极管导通的时间。
1）工作模式一：mos管开通
为mos管导通时sepic电路的等效电路图。在t=0时，mos管q导通，二极管d5截止，图中把c1的电压vc1作为电源电压，这是一个经过二极管桥式整流后的脉动波，脉动波的峰值用vc1表示。由于开关频率远大于母线频率，因此在一个开关周期内母线电压可以认为是不变的，即认为c1上的电压vc1是恒定的，输入为一个直流信号。这时形成两个回路：第一个是电源c1，l1和q回路，在vc1的作用下，电感电流il1线性增长，电流波形如图3（a）所示。第二个是c2，q和l2回路，电感电流il2线性增长，同时c3向负载供电，电流波形图如图3（b）所示。假设在t=0时刻流过电感l1电流和流过l2电流分别是il1（0）和il2（0），当q导通时，加在l1的电压为vc1，可以证明当c2大小选择合适有vc2=vc1，则l2上电压也为vc1。可以得到
式中0≤t≤ton。从以上3个式子和图3都可以看出，当t=ton时，il1（t）和il2（t）最大，这时mos管关断，工作模式一结束，mos管上电流波形如图3（b）所示。
2）工作模式二：二极管导通
图2（b）为mos管关断时sepic电路的等效电路图。当t=ton时mos管q关断，此时形成两个回路，第一个是电源c1、l1、c2经过二极管d5到负载，电源和电感l1储能同时向c2和负载馈送，c2储能增加，而il1减小;另外l2经d5至负载的回路，l2储能释放到负载，故il2下降，电流波形如图3（a），（b）所示。由于d5导通，加在l2上的电压为－v0，其中v0为输出电压，同时c1上的电压等于输入电压，所以加在l1上的电压也为－v0，当il1=－il2时流过二极管d5的电流下降到0，二极管关断，二极管电流波形如图3（d）所示。这时mos管q就导通，电路工作在临界连续模式。根据以上分析，二极管导通阶段可以得到
通过选择合适的r3，r4，c4和c5值调节控制环路补偿参数，使得本电源的整个控制环路的带宽小于20hz而低于线电压频率，补偿器的输出可以被认为在1/2个工频周期内是恒定的，因此mos管的峰值电流与线电压成正比，mos管的峰值电流也是正弦曲线，正弦曲线的峰值用ipk表示，可以得到mos管电流的峰值。
在临界连续模式下，根据式（1）和式（2）可以得到
其中ton（t）为半个工频周期范围内每个开关周期中mos管导通时间。当mos管q导通时，根据式（3）可以得到流过mos管的峰值电流为
通过式（12）可以看出，当sepic电路工作在临界连续模式时，在一定的输入电压和负载条件下，mos管的开通时间是固定的。根据l1，l2上的伏秒平衡可得td（t）=tonvc1（t）/v0，可以得到mos管的开关频率为
可以看出来，临界连续的sepic电路的开关频率是随着输入电压变化的，这和工作在恒定开关频率的dcm是不同的。
考虑到电路工作在临界连续模式下，mos管刚开通时流过mos管的电流为0，根据c2上的安秒平衡可以得到
是理想的正弦波，功率因数为1。同时当k很小的时候，可以使功率因数接近1。
3、sepic电路参数和实验结果 实验中具体电路参数为：输入电压幅值范围：ac85～265v;l1=1.4mh;l2=0.45mh;c1=10nf;c2=0.47μf;c3=680μf;led为20个高亮白光led串联。控制环路补偿器件参数：r3=22kω;r4=27kω;c4=1μf;c5=33nf。输出电流：350ma。功率因数：0.9以上。输出电压纹波：《5%。
图4所示为输入电压和输入电流的相位关系。图中输入电压为经变压器降压后的电网电压。通过图4可以看出，输入电流与输入电压相位相同，输入电流很好的跟随输入电压，实现了功率因数校正。
图5所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，mos管的驱动电压，电感l1和电感l2上的电流波形图，其中图5（a）为全局图，图5（b）和图5（c）为局部放大图。
从图5（a）可以看出，电感l1和电感l2上的电流波形的包络线是正弦交流电压的正半周。图5（b）和图5（c）的实验波形和图3的理论分析得到的
通过图5（b）和图5（c）比较可以看出，mos管的导通的时间是恒定的，关断时间是可变的，开关频率也是可变的，这也是和dcm的控制的一个区别。
图6所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，输出电压纹波和输出电压的关系，可以看出当输出直流电压为65v时，纹波电压峰峰值为2v，输出纹波约为3%，输出纹波较小。
图7为不同的输入电压时，sepic变换器的功率因数和效率曲线。可以看出，在一定的输出电压条件下，输入电压变高，功率因数在逐渐变低，这个结论和以上对sepic工作在临界连续模式下，功率因数和输入电压关系的理论分析是一致的。虽然电压高时，功率因数有所下降，但是都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并且整个电源效率高达92.3%。
4、结语 本文介绍了一种用于led照明的高功率因数电源的设计，电源主电路拓扑采用sepic变换器，利用单级变换器实现功率因数校正，使用的器件少，损耗低，电源体积小;反馈控制简单，能对输出电压进行升压和降压控制和对输出电流进行控制，实现对led的亮度控制。文中首先从理论上证明了sepic变换器工作在临界连续模式时可以实现功率因数校正，分析了功率因数值和输入输出电压比的关系，然后通过实验结果证明输入电压在85～265v之间功率因数值都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并可以对输出电流进行控制，实现对led亮度的控制，整个电源的效率高达92.3%。
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图1为基于sepic变换器的高功率led照明电源主电路和控制电路简图。led的亮度和流过led的电流大小基本是成正比的，只要控制led的电流大小就可以调节led的亮度。图1中c1上的电压为经过桥式整流后的电压，r1和mos管串联，采样流过mos管的电流，r2和负载led串联，采样负载电流信号。
从图1可以看出，r2对流过led上的电流采样，得到的信号和基准信号vref进行比较，其误差经放大器放大后，作为乘法器的一路输入，用于控制led的亮度，改变采样电阻r2的大小，就可以改变led的亮度。乘法器的另一路输入为输入端电压的采样信号，乘法器输出结果再与mos管和电感l1的电流采样信号相比较，产生的pwm脉冲用于控制mos管的开关，实现对负载电流和输入电流的控制，最终完成led亮度调节和功率因数校正。
2、sepic工作原理分析 根据流过d5的电流是否总大于零将sepic电路的工作模式分为断续工作模式，连续工作模式（continuouscurrentmode，ccm）和临界连续工作模式，采用bcm实现pfc。临界连续模式下不同开关模态下的等效电路如图2所示。下面分析中ts表示开关周期，ton，td分别是一个周期内mos管导通和二极管导通的时间。
1）工作模式一：mos管开通
为mos管导通时sepic电路的等效电路图。在t=0时，mos管q导通，二极管d5截止，图中把c1的电压vc1作为电源电压，这是一个经过二极管桥式整流后的脉动波，脉动波的峰值用vc1表示。由于开关频率远大于母线频率，因此在一个开关周期内母线电压可以认为是不变的，即认为c1上的电压vc1是恒定的，输入为一个直流信号。这时形成两个回路：第一个是电源c1，l1和q回路，在vc1的作用下，电感电流il1线性增长，电流波形如图3（a）所示。第二个是c2，q和l2回路，电感电流il2线性增长，同时c3向负载供电，电流波形图如图3（b）所示。假设在t=0时刻流过电感l1电流和流过l2电流分别是il1（0）和il2（0），当q导通时，加在l1的电压为vc1，可以证明当c2大小选择合适有vc2=vc1，则l2上电压也为vc1。可以得到
式中0≤t≤ton。从以上3个式子和图3都可以看出，当t=ton时，il1（t）和il2（t）最大，这时mos管关断，工作模式一结束，mos管上电流波形如图3（b）所示。
2）工作模式二：二极管导通
图2（b）为mos管关断时sepic电路的等效电路图。当t=ton时mos管q关断，此时形成两个回路，第一个是电源c1、l1、c2经过二极管d5到负载，电源和电感l1储能同时向c2和负载馈送，c2储能增加，而il1减小;另外l2经d5至负载的回路，l2储能释放到负载，故il2下降，电流波形如图3（a），（b）所示。由于d5导通，加在l2上的电压为－v0，其中v0为输出电压，同时c1上的电压等于输入电压，所以加在l1上的电压也为－v0，当il1=－il2时流过二极管d5的电流下降到0，二极管关断，二极管电流波形如图3（d）所示。这时mos管q就导通，电路工作在临界连续模式。根据以上分析，二极管导通阶段可以得到
通过选择合适的r3，r4，c4和c5值调节控制环路补偿参数，使得本电源的整个控制环路的带宽小于20hz而低于线电压频率，补偿器的输出可以被认为在1/2个工频周期内是恒定的，因此mos管的峰值电流与线电压成正比，mos管的峰值电流也是正弦曲线，正弦曲线的峰值用ipk表示，可以得到mos管电流的峰值。
在临界连续模式下，根据式（1）和式（2）可以得到
其中ton（t）为半个工频周期范围内每个开关周期中mos管导通时间。当mos管q导通时，根据式（3）可以得到流过mos管的峰值电流为
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图5所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，mos管的驱动电压，电感l1和电感l2上的电流波形图，其中图5（a）为全局图，图5（b）和图5（c）为局部放大图。
从图5（a）可以看出，电感l1和电感l2上的电流波形的包络线是正弦交流电压的正半周。图5（b）和图5（c）的实验波形和图3的理论分析得到的
通过图5（b）和图5（c）比较可以看出，mos管的导通的时间是恒定的，关断时间是可变的，开关频率也是可变的，这也是和dcm的控制的一个区别。
图6所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，输出电压纹波和输出电压的关系，可以看出当输出直流电压为65v时，纹波电压峰峰值为2v，输出纹波约为3%，输出纹波较小。
图7为不同的输入电压时，sepic变换器的功率因数和效率曲线。可以看出，在一定的输出电压条件下，输入电压变高，功率因数在逐渐变低，这个结论和以上对sepic工作在临界连续模式下，功率因数和输入电压关系的理论分析是一致的。虽然电压高时，功率因数有所下降，但是都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并且整个电源效率高达92.3%。
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