全数字DC-DC变换器研究
全数字dc-dc变换器研究
引 言
移相全桥zvs dc-dc变换器是目前应用最广泛的软开关电路之一。作为一种具有优良性能的移相全桥变换器，其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关损耗小，结构简单，顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势，因此在中大功率dc-dc变换场合得到了广泛应用，而系统数字化控制可进一步提高系统的可靠性。数字化系统具备完整的可编程能力，它使程序修改、算法升级、功能移植都非常容易，相对于模拟控制方式具有明显的优势。dc-dc变换器的数字化控制是当前的研究热点之一。本文分析了主电路原理，采用tms320lf2407作为主控芯片实现了zvs dc-dc变换器的全数字控制，并给出了实验结果。
1 主电路拓扑及工作原理
zvs pwm dc-dc全桥变换器的主电路结构如图1所示，其主要波形如图2所示。由图1可见，电路结构与普通双极性pwm变换器类似。q1、d1和q4、d4组成超前桥臂、q2、d2和q3、d3组成滞后桥臂；c1～c4分别是q1～q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；lr是谐振电感，包括变压器的漏感；t副方和dr1、dr2组成全波整流电路，lf、cf组成输出滤波器，r1是负载。q1和q3分别超前q4和q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥zvs pwm dc-dc变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管q1～q4在a、b两点得到一个幅值为vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为vin／k的交流方波电压，然后通过由dr1和dr2构成的输出整流桥，得到幅值为vin／k的直流方波电压。这个直流方波电压经过 lf和cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为uo=dvin／k(d是占空比)。ton是导通时间ts是开关周期(t=t12- t0)。通过调节占空比d来调节输出电压uo。
由波形图可见，移相全桥电路控制方式的特点是：
①在一个开关周期ts内，每个开关导通时间都略小于ts／2，而关断时间略大于ts／2。
②同一个半桥中，上、下两个开关不能同时处于开通状态，每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。
③比较互为对角的两对开关管q1、q4和q2、q3的开关函数波形，q1的波形比q4的波形超前o～ton／2时间，q2的波形比q3的波形超前0～ton／2时间，因此q1和q2为超前桥臂，q3和q4为滞后桥臂。
2 控制芯片tms320lf2407a
tms320lf2407a是ti公司设计的一种数字信号处理器，具有接口方便、编程简单、稳定性好、精度高、方便以及可重复性等优点。tms320lf2407a部分功能如下：
①工作电压3．3 v，有4种低功耗工作方式。电路设计时需考虑电平转换，不要超过dsp的工作电压。
②单指令周期最短为25 ns(40 mhz)，最高运算速度可达40mips，四级指令执行流水线。低功耗，有利于电池供电的场合；而高速度非常适用于电动机的实时控制。
③拥有2个专用于电动机控制的事件管理器(ev)，每一个都包含：2个16位通用定时器，8个16位脉宽调制(pwm)输出通道，1个能够快速封锁输出的外部引脚／pdpintx(其状态可从comconx寄存器获得)，可防止上下桥臂直通的可编程死区功能，3个捕捉单元，1个增量式光电位置编码器接口。
④16通道10位a／d转换器，具有可编程自动排序功能，4个启动a／d转换的触发源，最快a／d转换时间为375 ns。
⑤控制器局域网(can)2．0b模块。
⑥串行接口spi和sci模块。
⑦基于锁相环的时钟发生器(pll)。
⑧41个通用i／o引脚。
⑨32位累加器和32位中央算术逻辑单元(calu)；16位×16位并行乘法器，可实现单指令周期的乘法运算；5个外部中断。
⑩1149．1-1990 ieee标准的jtag仿真接口。
⑾很宽的工作温度范围，普通级为-40～85℃，特殊级为-40～125℃。
3 系统的数字实现
图3为变换器硬件结构框图。由图可见，系统采用闭环控制方式，将变换器两侧的电压、电流经霍尔检测电路检测并转换成相应的电压信号进行滤波，所得的反馈信号一方面送入dsp片内进行a／d转换后进行闭环控制运算，同时送到故障保护电路。本系统电压环采用pi调节器。数字pi调节器根据给定值和反馈信号值进行偏差调节，其输出结果决定了超前、滞后臂之间pwm驱动波形移相角的大小，从而使控制量跟踪给定量；dsp发出的驱动信号经电平转换电路进行电平转换后，送到驱动芯片m57962l形成最终的igbt驱动信号。故障保护电路则对电流、电压反馈信号进行判断、处理，在故障发生时给出故障信号并从软件上置 pwm为无效方式，硬件上立即封锁igbt驱动，对系统进行保护。数码管显示电路由带spi接口的max7219和多位数码管组成。max7219适合标准的spi通信方式，同时还具有译码、驱动及数据锁存功能。每片max7219能以扫描方式对4位数码管进行智能化管理，大大降低了微处理器用于实时显示的时间。
3．1 基于dsp的直接移相脉冲生成方法
移相是滞后臂驱动相对于超前臂驱动之间的一个周期性延时，其延时角即为移相角。设pwm1／pwm2驱动超前臂开关管，pwm3／pwm4驱动滞后臂开关管，每个桥臂上下两管之间的驱动互补且带死区。在实现中可以固定超前臂的驱动在每一周期的t0时刻发出，那么只要延迟移相角φ对应的时间再发生全比较事件则可以得到滞后臂的驱动，可以实现o°～180°范围内的自由移相。由图4可见，定时器t1的计数方式为连续增减模式，在计数器t1cnt=0和 t1cnt=t1pr时分别更新cmpr1和cmpr2的值，这一过程可以分别在t1的下溢中断和周期中断中完成。设移相角φ对应的延迟时间为td，显然在0～t/2、t／2～t时间段内，cmpr1、cmpr2值的关系可分别表示如下：
kp2，其程序流程如图6所示。
4 实验结果
根据前述方案搭建了实验系统，实验中采用三菱公司的智能功率模块(ipm)pm200dsa120作为逆变器的主开关器件。它抗干扰能力强、开关速度较快，功耗较低，具有驱动电源欠压保护、桥臂对管互锁保护、过流保护以及过热保护等功能。开关频率为fs=10 khz，开通时间为ton。=1．4μs，关断时间为toff=2．oμs。实验波形如图7至图9所示。图7为pwm1、pwm2的互补波形，由图可知，它们之间存在死区，该死区是可编程的，可根据实际情况来确定。图8为pwm1、pwm3之间的移相15°的波形，该移相角可通过程序来控制，根据给定及负载的大小进行自动调节。图9为t1管的驱动波形，正电压大约为15 v，负电压大约为9 v。
5 结 论
本文研究的是移相全桥全数字zvs dc／dc变换器，具体分析了它的工作原理，给出了其数字实现方案，并进行了实验。实验结果说明了方案的可行性。基于dsp的移相全桥全数字zvs dc／dc变换器结构简单，工作可靠，易于实现，调试方便，功能完善，动静态性能与模拟变换器一样好，有很好的应用前景。
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1 主电路拓扑及工作原理
zvs pwm dc-dc全桥变换器的主电路结构如图1所示，其主要波形如图2所示。由图1可见，电路结构与普通双极性pwm变换器类似。q1、d1和q4、d4组成超前桥臂、q2、d2和q3、d3组成滞后桥臂；c1～c4分别是q1～q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；lr是谐振电感，包括变压器的漏感；t副方和dr1、dr2组成全波整流电路，lf、cf组成输出滤波器，r1是负载。q1和q3分别超前q4和q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥zvs pwm dc-dc变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管q1～q4在a、b两点得到一个幅值为vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为vin／k的交流方波电压，然后通过由dr1和dr2构成的输出整流桥，得到幅值为vin／k的直流方波电压。这个直流方波电压经过 lf和cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为uo=dvin／k(d是占空比)。ton是导通时间ts是开关周期(t=t12- t0)。通过调节占空比d来调节输出电压uo。
由波形图可见，移相全桥电路控制方式的特点是：
①在一个开关周期ts内，每个开关导通时间都略小于ts／2，而关断时间略大于ts／2。
②同一个半桥中，上、下两个开关不能同时处于开通状态，每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。
③比较互为对角的两对开关管q1、q4和q2、q3的开关函数波形，q1的波形比q4的波形超前o～ton／2时间，q2的波形比q3的波形超前0～ton／2时间，因此q1和q2为超前桥臂，q3和q4为滞后桥臂。
2 控制芯片tms320lf2407a
tms320lf2407a是ti公司设计的一种数字信号处理器，具有接口方便、编程简单、稳定性好、精度高、方便以及可重复性等优点。tms320lf2407a部分功能如下：
①工作电压3．3 v，有4种低功耗工作方式。电路设计时需考虑电平转换，不要超过dsp的工作电压。
②单指令周期最短为25 ns(40 mhz)，最高运算速度可达40mips，四级指令执行流水线。低功耗，有利于电池供电的场合；而高速度非常适用于电动机的实时控制。
③拥有2个专用于电动机控制的事件管理器(ev)，每一个都包含：2个16位通用定时器，8个16位脉宽调制(pwm)输出通道，1个能够快速封锁输出的外部引脚／pdpintx(其状态可从comconx寄存器获得)，可防止上下桥臂直通的可编程死区功能，3个捕捉单元，1个增量式光电位置编码器接口。
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