基于TMS320F28XX、UCD8K与HCPL设计数字控制两级DC/AC逆变电源
1 、引言
随着dsp技术发展，数字控制在逆变电源控制中的应用也日益广泛，同时pwm专用数字控制器件种类繁多。本文对适用于开关电源控制的多个控制器件的性能进行比较，着重详细介绍ti的tms320f28xx。
逆变电源一般采用两级变换架构，即先采用隔离的dc/dc变换电路增大输入直流电压，再采用非隔离的dc/ac逆变电路输出正弦电压。为了达到高效、一体化管理，可利用单个dsp实现两个变换器的反馈控制。然而，如果同时对两个变换器进行反馈控制，但不能同时进行控制计算，必然会造成相互影响，从而影响最终的控制效果。而ti推出的ucd8k系列器件则提供了一个较好的解决方案。ucd8k系列器件可自主完成反馈控制，但需要数字控制器管理，并可直接与3.3 v数字i/o口连接。
另外，驱动逆变电源中的逆变桥的开关管时，必须进行隔离。传统的隔离驱动方法是脉冲变压器隔离，采用脉冲变压器电路简单，但体积大。目前随着光电耦合器速度的提高，适用于高频开关电源隔离驱动的高速光耦已经面世，如avago公司的hcpl-315j光耦。
借助于tms320f28xx、ucd8k系列和hcpl-315j新型器件，本文给出的逆变电源的两级变换可实现高效的闭环控制。
2 、硬件设计
2.1 总体设计
逆变电路的硬件框图如图1所示，根据电源的指标要求，dc/dc变换器采用推挽拓扑，整流器为全桥整流，dc/ac变换器采用全桥逆变电路。
dc/dc变换器和dc/ac变换器的“控制一输出”连续域传递函数可简化为：
其中，re为滤波电容的寄生串联电阻（esr）。由于re相对较小，因此其对极点的影响很小，因此（1）式通常可以近似为：
由（2）式可知“控制一输出”传递函数是含有复极点和一个零点的系统。其中，复极点是由滤波电容和滤波电感组成的低通滤波器产生的。而零点则是由滤波电容及其esr引起的。通常零点的频率高于极点的位置。
根据功率级的传递函数，利用matlab的sisotool工具就可设计校正补偿函数。
2.2 dsp控制器的选择
表1列出了目前适用于pwm数字控制的主要器件，通过对性能指标的比较可以看出。ti的tms320f28xx是目前性能较优异的pwm控制器件。tms320f28xx系列dsp是24xx系列的升级版。其主要改进在于：主频由40 mhz提高到100 mhz以上，运算数据位由16位提高到32位，a/d转换速度也提高了近一个数量级，大大提高了pwm控制性能。特别是从280x系列已采用micro edge positioning（mep）技术实现高分辨的pwm（hrpwm）功能。tms320f2808具有4路的hrpwm。而tms320f28044的所有16路pwm输出都具有hrpwm功能。常规的数字pwm（如tms320f2812），当dsp主频为100 mhz时，可实现200 khz的pwm输出，计数器有效位仅为9位，分辨率为0.2％，难以满足高精度要求，而采用mep技术的hrpwm却极大提高输出脉宽的分辨率，如表2所示。hrpwm可以达到14.8的有效位数和0.004％的分辨率，分辨率提高50倍。同时，tms320f280x系列精简了引脚，从tms320f2812的176个引脚缩减到tms320f280x系列的100个引脚，大大减小了印刷板面积。
2.3 ucd8k的应用
ucd8k是ti专为采用微处理器或者dsp数字管理模拟脉宽调制器件进行数字管理而设计的。ucd8220和ucd8620是适用于双端推挽输出的pwm控制器件。ucd8220与ucd8620 唯一区别是ucd8620具有110 v高压启动电路，可由48 v的通信电源直接启动。
逆变电源采用两级变换架构，前一级为隔离的dc/dc变换器，用于提高输入直流电压；后一级为非隔离的dc/ac逆变电路。由于前一级对最后的输出影响较小，因此采用ucd8220或ucd8620控制，稳定电压输出的反馈控制是由ucd8220自主实现的，而dsp仅仅参与部分管理功能，这样。dsp有足够的cpu时间处理后一级的逆变反馈控制。避免同时控制两路反馈电路引起冲突。ucd8220的典型应用如图2所示，而传统的模拟控制推挽电路采用uc1846，典型电路如图3所示，通过比较两者主要区别为：
（1）时钟不同。uc1846采用rc振荡电路产生时钟，时钟频率即为开关频率，通过不同的rc值调整开关频率和死区时间。ucd8220的时钟由数字控制器给出，该时钟的低电平时间为开关输出的死区时间。
（2）ucd8220具有3.3 v兼容的i/o接口。如：时钟输入、过流标志输出、最高电流设定。
（3）uc1846具有5.1 v/30 ma的基准输出，用于设定反馈信号比较的基准和分压后可用于过流信号设定。而ucd8220则具有3.3 v/10 ma的基准输出，可用于电流型控制的斜坡补偿，同时也可作为数字控制器件的电源。
（4）uc1846具有专门的关断输出引脚（16引脚），当该引脚输入电平超过350 mv，关断pwm。输出：而ucd8220则无专门的关断输出引脚，只要数字控制给出的时钟信号始终为低电平，就可关断pwm输出。
（5）uc1846电流反馈是双端输入，电压反馈的误差放大器正负输入和补偿端都留有输入引脚，ucd8220则简化了输入，电压和电流反馈都只采用一只输入引脚，大大简化了外围电路。
2.4 光耦驱动器件的应用
传统开关电源的隔离驱动方法是采用脉冲变压器，脉冲变压器的突出问题是体积大，使控制电路印刷板的设计难度增加，同时脉冲变压器的漏感难以消除，影响输出脉冲的边沿陡度，同时其绕组的寄生参数的存在会导致在脉冲的边沿产生振荡，不利于功率管工作。另外，脉冲变压器共模抑制较低，而采用光电耦合则不存在这些问题。目前随着光耦速度的提高，使得采用光电耦合用于功率器件的隔离驱动成为可能。著名的avago技术公司（原属安捷伦公司）推出了一系列适用于igbt和mos-fet的光耦隔离驱动集成电路。输出驱动电流最大可达2 a，如hcpl-3120。而光耦hcpl-316j在实现隔离驱动的同时还实现隔离故障检测。该光耦通过内部集成的第二个反向传输光耦，监视开关管是否过流损坏，其输出可直接与ttl电平控制器相连。对于桥式电路采用双驱动器的器件，如本设计采用的hcpl-315j。hcpl-315j的内部结构如图4所示。
hcpl-315j的主要特性：在vcm=1500 v时共模抑制比为15 kv/μs；工作电压范围为15 v～30 v；双通道的隔离电压为l 500 vrms/分钟：具有uvlo保护功能；最大输出驱动电流为0.6 a；外形尺寸为10.36mm×10.31 mm×3.51 mm，光耦驱动器的体积比脉冲变压器体积小很多，仅仅是传统隔离变压器的几十分之一。但是光耦驱动的代价是必须提供被驱动电路共地的辅助电源（通常为15 v）。hcpl-315j驱动桥式变换的应用电路如图5所示。
数字控制器输出的pwm信号经过集电极开路输出的7407驱动光耦的发光二极管，由于输出桥臂的上下两个开关管是交替导通，因此可以采用图5所示的自举电路，只采用一路+15 v辅助电源实现两路不共地的光耦供电。
3、实验研究
设计电路的主要指标：输入电压28 v±4 v直流；逆变输出电压为115 v±2％：逆变输出频率为400 hz±1％；输出波形总畸变率（thd）≤3％（带线性负载时）；单模块输出500 va。电路设计参数为：
（1）dc/dc变换器
开关管选用100 v/100 a的mosfet：整流二极管选用500 v/6 a的快恢复二极管；输出滤波电路的参数为l=141μh，c=470μf。
（2）dc/ac变换器
开关管选用500 v/20 a的mosfet：输出滤波电路l=1.2mh，c=1μf。
实验波形如图6所示，上方的波形为输出电压波形，采用10：1的探头测量，因此实际的显示尺度为100 v/格；下方波形为输出电流的波形，尺度为2.5a/格。满载时thd=1.9％，在输入电压在22 v～32 v范围内变化，以负载在150 va～500 va内变化进行测量，输出电压的变化在1.48％以内，thd的最大值即为满载输出值。因此设计完全满足指标要求。
由于dc/ac变换器的反馈检测和驱动电路的部分辅助电源采用dc/dc变换器的变压器的绕组输出实现，因此，在输入电压低于22 v时，仅控制前级dc/dc变换器工作，直到输入电压达到22 v时后级dc/ac变换器才开始软启动。这样可以保证dc/ac变换器可靠工作。实验表明在满载时输入电压在22 v～32 v时，都可以输出稳定的电压波形。
由于采用数字控制，输出电压的频率相当稳定。
4 、结束语
本文以tms320f28xx、ucd8k系列和hcpl-315j为核心设计了数字控制两级dc/ac逆变电源，详细介绍了所选器件的特点以及应用。实验结果表明该设计方案具有良好的性能。
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另外，驱动逆变电源中的逆变桥的开关管时，必须进行隔离。传统的隔离驱动方法是脉冲变压器隔离，采用脉冲变压器电路简单，但体积大。目前随着光电耦合器速度的提高，适用于高频开关电源隔离驱动的高速光耦已经面世，如avago公司的hcpl-315j光耦。
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2 、硬件设计
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dc/dc变换器和dc/ac变换器的“控制一输出”连续域传递函数可简化为：
其中，re为滤波电容的寄生串联电阻（esr）。由于re相对较小，因此其对极点的影响很小，因此（1）式通常可以近似为：
由（2）式可知“控制一输出”传递函数是含有复极点和一个零点的系统。其中，复极点是由滤波电容和滤波电感组成的低通滤波器产生的。而零点则是由滤波电容及其esr引起的。通常零点的频率高于极点的位置。
根据功率级的传递函数，利用matlab的sisotool工具就可设计校正补偿函数。
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（5）uc1846电流反馈是双端输入，电压反馈的误差放大器正负输入和补偿端都留有输入引脚，ucd8220则简化了输入，电压和电流反馈都只采用一只输入引脚，大大简化了外围电路。
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hcpl-315j的主要特性：在vcm=1500 v时共模抑制比为15 kv/μs；工作电压范围为15 v～30 v；双通道的隔离电压为l 500 vrms/分钟：具有uvlo保护功能；最大输出驱动电流为0.6 a；外形尺寸为10.36mm×10.31 mm×3.51 mm，光耦驱动器的体积比脉冲变压器体积小很多，仅仅是传统隔离变压器的几十分之一。但是光耦驱动的代价是必须提供被驱动电路共地的辅助电源（通常为15 v）。hcpl-315j驱动桥式变换的应用电路如图5所示。
数字控制器输出的pwm信号经过集电极开路输出的7407驱动光耦的发光二极管，由于输出桥臂的上下两个开关管是交替导通，因此可以采用图5所示的自举电路，只采用一路+15 v辅助电源实现两路不共地的光耦供电。
3、实验研究
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（1）dc/dc变换器
开关管选用100 v/100 a的mosfet：整流二极管选用500 v/6 a的快恢复二极管；输出滤波电路的参数为l=141μh，c=470μf。
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实验波形如图6所示，上方的波形为输出电压波形，采用10：1的探头测量，因此实际的显示尺度为100 v/格；下方波形为输出电流的波形，尺度为2.5a/格。满载时thd=1.9％，在输入电压在22 v～32 v范围内变化，以负载在150 va～500 va内变化进行测量，输出电压的变化在1.48％以内，thd的最大值即为满载输出值。因此设计完全满足指标要求。
由于dc/ac变换器的反馈检测和驱动电路的部分辅助电源采用dc/dc变换器的变压器的绕组输出实现，因此，在输入电压低于22 v时，仅控制前级dc/dc变换器工作，直到输入电压达到22 v时后级dc/ac变换器才开始软启动。这样可以保证dc/ac变换器可靠工作。实验表明在满载时输入电压在22 v～32 v时，都可以输出稳定的电压波形。
由于采用数字控制，输出电压的频率相当稳定。
4 、结束语
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