电感的选择在DC-DC转换器中实现了性能权衡
成本、尺寸、电阻和电流能力决定了大多数降压型 dc-dc 开关转换器的电感选择。许多此类应用指定了开关转换器数据手册或评估套件中显示的电感值，但这些值通常特定于应用或性能标准。例如，便携式应用程序将尺寸作为主要考虑因素，因为可用的空间很小。以下讨论使用max8646开关转换器设计的评估板评估电感的效率、噪声（输出纹波）和瞬态响应。
图8646所示的max1评估板（ev kit）包括一个0.47μh电感，该电感具有良好的效率和对负载瞬变的快速响应。较低的电感值进一步改善瞬态响应，而较高的电感值以牺牲瞬态响应为代价提供更好的效率。本文讨论的替代电感（表1）的选择是为了适合评估板电路板上的pcb尺寸，并且对电路进行最小的（如果有的话）改动（如附录所示）。
图1.原理图为max8646降压型开关稳压器的评估板电路。
表 1.电感器评估
制造者 系列 电感（微小时） 直流电阻 （毫欧电阻） 额定电流 （a） 尺寸
（毫米 x 毫米 x 毫米）
东光® fdv0620 0.2 4.5 16.2 6.7 x 7.4 x 2.0
0.47 8.3 11
1.0 18 7.7
fdv0630 0.47 4.6 16 7.0 x 7.7 x 3.0
1 10 9.1
大小注意事项
表1中的两个电感系列提供不同的磁芯尺寸。它们的占位面积相似，但 fdv0630 系列电感器高 1mm。更高的高度使铜线的长度越短 - 使用更大的线径或更少的匝数，或两者兼而有之。
0.2μh及以下的电感效率较差，因此未考虑较小的值。值越小，峰值电流越高，峰值电流必须保持在max8646规定的最小限值以下，以避免失去稳压。另一方面，电感值大于1μh也不合适。对0.47μh和1μh值的评估使这些权衡更加清晰。请注意，较大的fdv0630系列电感与fv0620系列电感具有相同的值和尺寸，但具有更低的电阻和更高的额定电流。电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较超出了本文的讨论范围，但电感器制造商提供了许多关于这些主题的文章。
核心考虑因素
东光的fdv系列电感器具有铁粉磁芯，具有良好的温度稳定性和比大多数其他磁芯更低的成本。其他选择包括钼坡莫合金粉末 （mpp） 环形线圈、kool mμ®（或高通量）环形线圈和间隙铁氧体。mpp 通常是最昂贵的选择，因为混合镍粉、铁粉和钼的成本很高。kool mμ是一种较便宜的多粉芯。许多电源中的电位器、e和ei磁芯都是气隙铁氧体，可以根据需要进行灵活性和修改，但成本更高。
绩效评估和效率比较
图1电路（图2）中各种电感的效率比较表明，1μh电感在输出电流小于2a时效率最高，而0.2μh电感在3a以下效率最低。与相同值电感器相比，与较大尺寸相关的较低dcr（fdv0630系列）在整个输出电流范围内效率提高了0.5%至1%。
图2.图1电路中各种电感的效率与输出电流的关系
对于fdv0系列的47.1μh和0620μh电感，请注意，在2a附近的效率曲线中存在交越。1μh电感在2a以下效率较高，但0.47μh电感在2a以上效率更高。1μh电感中较大的串联电阻会导致这种效率差异。
开关波形的比较
在电感电流、电感电压（引脚3至4）和输出电压纹波的典型波形中可以看到另一个性能权衡（图14和图16）。图0620中使用的较小值fdv0-47.3μh电感产生较高的峰值电流。输出电压纹波略低于18mv峰峰值，但fdv630-1.0μh电感（图4）产生的峰峰值略高于12mv。峰值电流对输出电容和电源负载电流进行充电。由于电容器的esr可以看到更高的电流进出，因此会产生更高的输出电压纹波。如有必要，可以通过替换更大的输出值电容器来减小这种纹波。
图3.图1电路的波形采用3.3v输入、1.8v输出、3a负载电流和0.47μf电感（fdv0620系列）工作。ch1 = vlx， ch4 = ilx，ch2 = v外.（ch1是引脚14至16处的电压，而不是电感两端的电压。
图4.与图3相同，但采用fdv1系列的0620μf电感。
负载瞬态比较
不同的电感器提供不同的负载瞬态响应。（ic和补偿网络也为这一响应做出了贡献。典型的开关稳压器包括内部补偿，通常指定允许的电感值范围。max8646采用外部补偿，设计更加灵活。
图5和图6显示了图1 fdv0620-0.47μh和fdv0620-1μh电感器的负载瞬态响应，这些电感器的负载阶跃范围为2a至5a，再返回2a。在图6中，修改了外部补偿以适应1μh电感值。参考图1，针对该调节条件更改了三个组件：c10 = 1000pf，r4 = 5.9kω和r6 = 316ω。请注意，图5中的输出电压过冲小于图6中的输出电压过冲。对于fdv0620和fdv0630系列的相同值电感器，测量到响应没有差异。
图5.从图1电路获得的负载瞬变工作在2a至5a输出电流、1.8v输出、3.3v输入和0.47μh电感的fdv0620系列。ch4 = i外，ch2 = v外.
图6.与图5相同，但采用fdv1系列的0620μf电感。
操作理论
在介绍了所选电感器的测量结果之后，我们现在勾勒出其工作原理。下面的公式忽略了实际电感中的寄生特性，但它提供了对电感工作原理的良好理解。
高侧mosfet导通，并在电感器充电时间（ton）期间将电感器连接到输入电源电压。您可以用ton=δt代替dt，用（vin-vout）代替v，然后在选择电感器值后计算δi（用于di）。表2显示了与本文中讨论的电感器相关的δi值（基于图1电路）。支持表2的其他图1条件为vin=3.3v、vout=1.8v和δt=d×t，其中d是占空比（vout/vin），t是开关频率的周期（1/fs）。
表 2.给定电感值的电感电流变化
电感器（微小时） δi （a）
0.47 1.74
1 0.818
di/dt 的中间值 （δi/δt） 等于 i外，因此峰值电流等于iout加上 δi/2。您可以看到，在相同的负载电流下，较小的电感值如何导致较高的峰值电流。
直流电阻
ic和电感器两端的功率损耗可以从效率曲线中得出。选择1a的输出电流，参考图2中的fdv0620-0.47µh，效率为92.5%。在1.8v或1.8w时，功率输出为1a，因此功率输入为1.8/0.925=1.946w。因此，总功率损耗为pin-pout=0.146w。损耗的主要来源是电感器dcr、mosfet rds（导通）和开关损耗。iout²×dcr等于电感器两端的功率损耗。
fdv0620-0.47µh在1a输出电流下的dcr功率损耗为8.3mw（见表3），占总损耗的5.7%。对于iout=4a、pin=8.1w和pout=7.2w（效率=pout/pin=88.9%），总损耗为pin-pout=0.9w，因此fdv0620-0.47µh在4a时的132.8mw的dcr功率损耗占总损耗的14.7%。iout2效应在较高的输出电流下导致较高的dcr损耗。
表 3.电感 dcr 导致的功率损耗
series and value pdcrloss at
iout = 0.5a (mw) pdcrloss at
iout = 1a (mw) pdcrloss at
iout = 4a (mw)
fdv0620-0.47µh 2.1 8.3 132.8
fdv0630-0.47µh 1.15 4.6 73.6
fdv0620-1µh 4.5 18 288
fdv0630-1µh 2.5 10 160
传导损耗
传导损耗是电感电流（i外）、占空比 （d） 和 dc-dc 转换器开关 rds（on）:
pcondm = ilx² × rds(on) × d
高边导通损耗：
对于1a输出电流，pcond= 1² × 0.022 × 1.8v/3.3v = 12mw。
对于 4a 输出电流，pcond= 4² × 0.033 × 1.8v/3.3v = 288mw。
低侧导通损耗：
对于1a输出电流，pcond = 1² × 0.022 × (1 - 1.8v/3.3v) = 10mw.
对于 4a 输出电流，pcond= 4² × 0.033 × （1 - 1.8v/3.3v） = 240mw。
1a时使用的rds（on）值是典型的室温测量值。然而，在较高的电流下，mosfet在较高的温度下工作。由于rds（on）应针对较高的温度进行调整，因此我们在4a输出电流下使用33mω。
开关损耗
开关损耗发生在开关导通和关断期间，也是电流对 mosfet 栅极电容进行充电和放电的结果。在导通和关断期间的短时间间隔内，电压很高，电流在电压下降之前上升。以下公式近似于开关中的开关功率损耗：
psw = ½v × iout × tsw × fsw
其中tsw是接通或关断时间，而fsw是转换器的开关频率。对于1a的输出电流：
psw = ½ × 3.3v × 1a × 5ns × 1mhz = 8.24mw
在本例中，您无法轻松测量tsw，因为max8646开关是内部的，并且它们在lx（引脚14到16）处共享一个公共连接。在停滞时间之前和之后，lx的上升和下降时间各约为5ns。
上面计算的功率损耗适用于开启或关闭，但不是两者兼而有之。因为西 南部在此示例中，lx 处的上升和下降值相同，您应该将该数字乘以 4。如果mosfet是外部的并且可以测量，那么您可以进行单独的计算，并获得更准确的结果。对于输出电流为0a的47.1μh电感器，导通和关断开关损耗约为32.96mw。
结论
为脉宽调制（pwm）、电压模式开关稳压器选择电感的权衡很容易确定。电感值越大，峰值电流越低，损耗越低，从而提高效率。较小的电感器通常效率较低，但它们对线路或负载的阶跃变化提供更快的响应。在其他类似电感器中，较大的磁芯尺寸可在相同的电感值下提供更低的dcr，从而能够以更低的dcr损耗实现更好的动态性能。在任何情况下，在最终确定电路之前，都应始终进行台架测试。
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图1.原理图为max8646降压型开关稳压器的评估板电路。
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制造者 系列 电感（微小时） 直流电阻 （毫欧电阻） 额定电流 （a） 尺寸
（毫米 x 毫米 x 毫米）
东光® fdv0620 0.2 4.5 16.2 6.7 x 7.4 x 2.0
0.47 8.3 11
1.0 18 7.7
fdv0630 0.47 4.6 16 7.0 x 7.7 x 3.0
1 10 9.1
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表1中的两个电感系列提供不同的磁芯尺寸。它们的占位面积相似，但 fdv0630 系列电感器高 1mm。更高的高度使铜线的长度越短 - 使用更大的线径或更少的匝数，或两者兼而有之。
0.2μh及以下的电感效率较差，因此未考虑较小的值。值越小，峰值电流越高，峰值电流必须保持在max8646规定的最小限值以下，以避免失去稳压。另一方面，电感值大于1μh也不合适。对0.47μh和1μh值的评估使这些权衡更加清晰。请注意，较大的fdv0630系列电感与fv0620系列电感具有相同的值和尺寸，但具有更低的电阻和更高的额定电流。电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较超出了本文的讨论范围，但电感器制造商提供了许多关于这些主题的文章。
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东光的fdv系列电感器具有铁粉磁芯，具有良好的温度稳定性和比大多数其他磁芯更低的成本。其他选择包括钼坡莫合金粉末 （mpp） 环形线圈、kool mμ®（或高通量）环形线圈和间隙铁氧体。mpp 通常是最昂贵的选择，因为混合镍粉、铁粉和钼的成本很高。kool mμ是一种较便宜的多粉芯。许多电源中的电位器、e和ei磁芯都是气隙铁氧体，可以根据需要进行灵活性和修改，但成本更高。
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图1电路（图2）中各种电感的效率比较表明，1μh电感在输出电流小于2a时效率最高，而0.2μh电感在3a以下效率最低。与相同值电感器相比，与较大尺寸相关的较低dcr（fdv0630系列）在整个输出电流范围内效率提高了0.5%至1%。
图2.图1电路中各种电感的效率与输出电流的关系
对于fdv0系列的47.1μh和0620μh电感，请注意，在2a附近的效率曲线中存在交越。1μh电感在2a以下效率较高，但0.47μh电感在2a以上效率更高。1μh电感中较大的串联电阻会导致这种效率差异。
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在电感电流、电感电压（引脚3至4）和输出电压纹波的典型波形中可以看到另一个性能权衡（图14和图16）。图0620中使用的较小值fdv0-47.3μh电感产生较高的峰值电流。输出电压纹波略低于18mv峰峰值，但fdv630-1.0μh电感（图4）产生的峰峰值略高于12mv。峰值电流对输出电容和电源负载电流进行充电。由于电容器的esr可以看到更高的电流进出，因此会产生更高的输出电压纹波。如有必要，可以通过替换更大的输出值电容器来减小这种纹波。
图3.图1电路的波形采用3.3v输入、1.8v输出、3a负载电流和0.47μf电感（fdv0620系列）工作。ch1 = vlx， ch4 = ilx，ch2 = v外.（ch1是引脚14至16处的电压，而不是电感两端的电压。
图4.与图3相同，但采用fdv1系列的0620μf电感。
负载瞬态比较
不同的电感器提供不同的负载瞬态响应。（ic和补偿网络也为这一响应做出了贡献。典型的开关稳压器包括内部补偿，通常指定允许的电感值范围。max8646采用外部补偿，设计更加灵活。
图5和图6显示了图1 fdv0620-0.47μh和fdv0620-1μh电感器的负载瞬态响应，这些电感器的负载阶跃范围为2a至5a，再返回2a。在图6中，修改了外部补偿以适应1μh电感值。参考图1，针对该调节条件更改了三个组件：c10 = 1000pf，r4 = 5.9kω和r6 = 316ω。请注意，图5中的输出电压过冲小于图6中的输出电压过冲。对于fdv0620和fdv0630系列的相同值电感器，测量到响应没有差异。
图5.从图1电路获得的负载瞬变工作在2a至5a输出电流、1.8v输出、3.3v输入和0.47μh电感的fdv0620系列。ch4 = i外，ch2 = v外.
图6.与图5相同，但采用fdv1系列的0620μf电感。
操作理论
在介绍了所选电感器的测量结果之后，我们现在勾勒出其工作原理。下面的公式忽略了实际电感中的寄生特性，但它提供了对电感工作原理的良好理解。
高侧mosfet导通，并在电感器充电时间（ton）期间将电感器连接到输入电源电压。您可以用ton=δt代替dt，用（vin-vout）代替v，然后在选择电感器值后计算δi（用于di）。表2显示了与本文中讨论的电感器相关的δi值（基于图1电路）。支持表2的其他图1条件为vin=3.3v、vout=1.8v和δt=d×t，其中d是占空比（vout/vin），t是开关频率的周期（1/fs）。
表 2.给定电感值的电感电流变化
电感器（微小时） δi （a）
0.47 1.74
1 0.818
di/dt 的中间值 （δi/δt） 等于 i外，因此峰值电流等于iout加上 δi/2。您可以看到，在相同的负载电流下，较小的电感值如何导致较高的峰值电流。
直流电阻
ic和电感器两端的功率损耗可以从效率曲线中得出。选择1a的输出电流，参考图2中的fdv0620-0.47µh，效率为92.5%。在1.8v或1.8w时，功率输出为1a，因此功率输入为1.8/0.925=1.946w。因此，总功率损耗为pin-pout=0.146w。损耗的主要来源是电感器dcr、mosfet rds（导通）和开关损耗。iout²×dcr等于电感器两端的功率损耗。
fdv0620-0.47µh在1a输出电流下的dcr功率损耗为8.3mw（见表3），占总损耗的5.7%。对于iout=4a、pin=8.1w和pout=7.2w（效率=pout/pin=88.9%），总损耗为pin-pout=0.9w，因此fdv0620-0.47µh在4a时的132.8mw的dcr功率损耗占总损耗的14.7%。iout2效应在较高的输出电流下导致较高的dcr损耗。
表 3.电感 dcr 导致的功率损耗
series and value pdcrloss at
iout = 0.5a (mw) pdcrloss at
iout = 1a (mw) pdcrloss at
iout = 4a (mw)
fdv0620-0.47µh 2.1 8.3 132.8
fdv0630-0.47µh 1.15 4.6 73.6
fdv0620-1µh 4.5 18 288
fdv0630-1µh 2.5 10 160
传导损耗
传导损耗是电感电流（i外）、占空比 （d） 和 dc-dc 转换器开关 rds（on）:
pcondm = ilx² × rds(on) × d
高边导通损耗：
对于1a输出电流，pcond= 1² × 0.022 × 1.8v/3.3v = 12mw。
对于 4a 输出电流，pcond= 4² × 0.033 × 1.8v/3.3v = 288mw。
低侧导通损耗：
对于1a输出电流，pcond = 1² × 0.022 × (1 - 1.8v/3.3v) = 10mw.
对于 4a 输出电流，pcond= 4² × 0.033 × （1 - 1.8v/3.3v） = 240mw。
1a时使用的rds（on）值是典型的室温测量值。然而，在较高的电流下，mosfet在较高的温度下工作。由于rds（on）应针对较高的温度进行调整，因此我们在4a输出电流下使用33mω。
开关损耗
开关损耗发生在开关导通和关断期间，也是电流对 mosfet 栅极电容进行充电和放电的结果。在导通和关断期间的短时间间隔内，电压很高，电流在电压下降之前上升。以下公式近似于开关中的开关功率损耗：
psw = ½v × iout × tsw × fsw
其中tsw是接通或关断时间，而fsw是转换器的开关频率。对于1a的输出电流：
psw = ½ × 3.3v × 1a × 5ns × 1mhz = 8.24mw
在本例中，您无法轻松测量tsw，因为max8646开关是内部的，并且它们在lx（引脚14到16）处共享一个公共连接。在停滞时间之前和之后，lx的上升和下降时间各约为5ns。
上面计算的功率损耗适用于开启或关闭，但不是两者兼而有之。因为西 南部在此示例中，lx 处的上升和下降值相同，您应该将该数字乘以 4。如果mosfet是外部的并且可以测量，那么您可以进行单独的计算，并获得更准确的结果。对于输出电流为0a的47.1μh电感器，导通和关断开关损耗约为32.96mw。
结论
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