AD9371和ADRV9009射频端口硬件设计指南
发射机端口直流馈电该系列收发器发射端口属于一个推挽的差分rf驱动器，与通常的rf放大器一样，需要直流馈电以提供功率，由此产生了两种馈电（即直流偏置）方式，一种是利用外部射频扼流圈进行馈电，另一种是利用rf变压器的重新抽头进行馈电（将变压的线圈作为射频扼流圈）。全功率输出情况下，每个差分输出端口的吸电流最大可达100ma，扼流圈和rf变压器/巴伦的参数选择对射频性能有重要影响，需要选择具有尽量小的直流导通电阻rdrc的的器件以降低直流压降，电压降drop增加会导致发射机性能下降（输出p1db，最大pout等），选择一个相对于负载阻抗足够高的扼流电感(lc)，以避免降低输出功率（功率会通过扼流圈向电源泄露，也因此容易干扰其他电路），但是较高的扼流电感lc与较小的直流电阻两者是矛盾的（同体积下），实际设计中需要相互权衡。
实际选型经验：发射机直流偏置电流约100ma（满幅度功率输出），这里需要注意变压器能够承受的电流（mini的很多绕线变压器tc-1-13的最大电流30ma（0.25w），而tdk或mini（ncs1-292+）的ltcc变压器电流为200ma或3w），可以使用绕线扼流电感或者巴伦/变压器中心节点进行馈电，但需要注意选择低直流等效电阻的器件，以最小化直流压降，保证发射机性能；馈电电感量相对于负载阻抗必须足够大，才不至于造成输出功率下降，推荐的直流偏置网络是使用变压器中心抽头，这种偏置网络的器件数量和寄生参数均较小。
balun的不平衡是指将单端信号转换成差分信号时，差分信号的+、-信号不是完全幅度相等、极性相反的一对理想差分信号，它们的幅度和相位会有些差异。其原因主要是变压器初、次级线圈之间的寄生电容引起的。而且信号频率越高，这种差异越显著。解决方法可以用二个变压器级联，这样可以减轻幅度和相位的不平衡，其原理是/变压器级联之后，前级和后级的初、次级线圈间的寄生电容串联，容值变小。关于这个，maxim有application note专门讲用变压器做adc的模拟前端的。
官方推荐的两种结构，其中第二种使****用的器件数量和寄生参数最少
另外两种馈电方式：注意隔直电容
发射机阻抗匹配设计方法负载牵引和小信号匹配的差别：
负载牵引：小信号匹配：基于传输增益的最大功率传输使用负载牵引的方法：调整发射机差分阻抗，以达到输出功率和三阶交调节点的最佳平衡。
根据经验证实的数据，最佳发射机输出差分阻抗是50欧姆，注意以下几点：基波输出功率反比于负载阻抗的实部输出三阶交调点反比于负载阻抗的实部oip3对于容性负载相比感性负载要更高最优发射机差分输出阻抗是可以改变的射频端口阻抗：
发射端口匹配网路
接收机端口对于在接收端口使用外部lna的应用，9371的噪声系数不是很重要，使用外部lna允许使用简单的阻抗匹配拓扑，从而获得较宽的rf带宽。
布线优先级：射频信号好jesd204b信号优先级最高，jesd204b差分对间注意保留一定的隔离度
ad9371的可配置为宽带应用，此时需要使用宽带射频巴伦tcm1-83x+，该巴伦拥有较大的相位失衡，而tdk窄带的ltcc巴伦相位失衡小于5度（应小于5度，对于adc前端同样如此），符合要求
接收端口设计端口特性
单端和差分输入接口电路
marchand planer balun（马相平面巴伦）的使用marchand planer balun很适合此处的应用，因为这类巴伦一般用ltcc工艺实现，可以做到0603或0805封装，占用体积小，也比绕线巴伦要结实。
当差分端口需要支流偏置时，可以从2脚进行馈电，不需偏置则根据外部需求使用直流接地或者ac接地。
6脚悬空
通用匹配网络拓扑结构接收端口：rx，orx，snrx均适用，原理图设计时可以将同一位置处并联的rlc器件改为只有一个或者按图所示多个并联，因为实际匹配时基本只有一个器件（r、l、c），而pcb设计时可以将串联支路的多个器件重叠放置，只占用一个器件空间，而并联支路可以根据个人偏好选择是否重叠放置，总之尽可能减少阻抗不连续点和pcb面积。
接收端口匹配网路
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当差分端口需要支流偏置时，可以从2脚进行馈电，不需偏置则根据外部需求使用直流接地或者ac接地。
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