如何设计逐次逼近型模数转换器的驱动电路
逐次逼近型（sar）adc是在在工业，汽车，通讯行业中应用最广泛的adc之一，例如电机电流采样，电池电压电流监控，温度监控等等。
通常工程师在设计sar adc时，通常需要注意以下三个方面：adc前端驱动设计，参考电压设计，数字信号输出部分设计。本文将介绍adc的前端驱动所需要的注意的一些要素。
如图所示是一个常见的sar adc的驱动电路包括驱动放大器和rc滤波。接下来将从如何设计rc滤波器，以及如何选择合适的运算放大器展开。
图1. sar adc驱动电路基本架构
如何设计rc滤波网络
首先我们来看一下rc网络的设置，对于rc网络，它的主要作用分为以下两个方面：
1：对adc的csh进行充电，由于adc采样保持阶段需要输入给采样保持电容csh充电。如图所示，开始采样时，csh的电荷由输入部分（qfrm_opa）和rc滤波电容（qfrm_cflit）提供，保证在一定时间内达到精度的要求。显然，随着采样精度和采样率的不断提高，驱动adc的难度加大，因为必须在有限的时间内采样时间（tacq）内将csh上的电压达到满足精度要求（1/2lsb内）。所以我们在adc前加入电容，当采样保持阶段时对csh进行充电，保证采样的精度。电阻则作为隔离作用，避免运放直接驱动容性负载，提升系统的稳定性。
图2. sar adc采样保持阶段电流方向
2：rc网络同时也限制了输入信号的带宽，并且降低了运放带来的噪声量，但是于此同时，带宽的限制会使信号的延长建立时间，引起信号的失真
我们设计rc网络的目标就是在有限的时间内采样时间（tacq）内将csh上的电压达到满足精度要求（1/2lsb内），如果不加入rc或者rc选择不合适，可能出现如图所示的情况(横坐标为时间，纵左边为vfilt电压，可以看到信号幅值变化大且反向恢复时间长)，这是因为运放的带宽不足或者rc电路中电容太小，导致qfrm_opa与qfrm_cflit不能在采样时间（tacq）内将电荷转移至csh中，如果在信号没有达到足够的采样时间内进行采样，就会产生信号失真。
图3. 不合适的rc滤波导致信号幅度变化大且反向恢复时间长
显然，我们无法同一个rc网络使用在不同的sar adc的应用中，那么我们要怎么去为sar adc设计一个合适的rc滤波网络呢？
如下图所示为sar adc的简化原理图，以最坏的情况，csh对地放电为例。当开关s1关闭时,开关s2打开时，电容cin与csh共享电荷可得出等式
，由于电容csh对地放电，则qsh=0，且qin=vin*cin，则可以得出
图4. sar adc驱动电路基本架构
则可以推算出
如图所示：
图5. sar adc驱动vin电压
在adc的采集阶段，adc建立至1/2lsb所需要的rc时间常数
其中tacq为采集时间ntc为建立所需的时间常数数目。所需的时间常数数目可以通过计算阶跃大小vstep与建立误差（本例为1/2lsb）之比的自然对数来获得：
以ti 16位adc：ads8860 为例，从数据手册第8页可以得到以下信息：
图6. ads8860数据手册数据
它的max conversion time为 710ns ，min acquisition time 为290ns ,吞吐率为1msps,假设,参考电压为5v,信号为100khz的正弦波
那么在转换时间，信号最大变化量为：
根据ads8860的csh=59pf，一般cin选择csh的20倍以上，这里取cin=5.9nf则可以计算出vkick电压：
接下来计算建立到1/2lsb的时间常数：
则可以得出：
因此选择r=8.6ohm，带宽为3.13mhz
将取值带入仿真后可得图，相对于没有rc滤波的adc而言，加入合适的rc滤波可以使adc-vin电压变化幅度变小，反向建立时间也更短。
图7. 不合适的rc与加入计算后rc的vin电压波形对比
由我们的公式我们可以知道，当吞吐率越高时，我们对采样保持的时间就相对越短，从而需要更大的rc带宽。所以当随着精度和采样率的不断提高，设计rc的难度会加大,我们需要权衡设计驱动的参数。
如何选择适合的驱动放大器
首先必须说明的是驱动放大电路并不是总是需要的，他的作用通常有以下几个：
用于信号类型的转换，例如单端信号转化为差分信号
以对信号进行调理，例如将信号放大/缩小等
如果输入阻抗小，可以放置运放来增大输入的阻抗，和减少输出阻抗
限制带宽，防止高频信号输入进行干扰
当信号带宽低，信号变化十分缓慢，如气体，温度等，可以直接使用rc进行驱动，降低成本,结构如图所示。
图8. 无运放驱动sar adc电路简图
那么在我们选择运放的时候需要注意以下参数：运放的带宽，运放的噪声特性，运放的失真特性等。
运放的带宽：带宽大的运放可以让rc电路更快的进行充电，一般来说，选择运放的带宽为rc滤波器的4倍以上，如果需要运放提供电压增益则需要选择更大带宽的运放。但是同时带宽大的运放往往静态电流和失调/偏置电流会比较大，所以要进行取舍。
运放的噪声特性：对于运放的噪声特性来说，为了不让运放的噪声对adc的精度产生影响，一般会使运放的总噪声在adc噪声的1/5左右。如果，adc的snr为86db，vref=5v，那么该系统中的总噪声应该小于：
根据计算得出的总噪声，取adc噪声的1/5，进行计算可以计算出应该选择的运放的1/f噪声和宽带噪声的最大影响值，假设选用的运放有极小的1/f噪声可以忽略不计的话，可以经过以下公式计算，得出结果：
像ti的产品opa320，由数据手册第8页中可得，宽带噪声密度为可以满足要求
图9. opa320数据手册噪声数据
运放的失真特性：对于adc的驱动运放来说，我们通常需要选择输入输出轨对轨的运放，防止不必要的输出失真，但是通常正负轨对轨的运放价格相对的高，所以通常使用的是单电源输入，单极轨对轨的运放。
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如图所示是一个常见的sar adc的驱动电路包括驱动放大器和rc滤波。接下来将从如何设计rc滤波器，以及如何选择合适的运算放大器展开。
图1. sar adc驱动电路基本架构
如何设计rc滤波网络
首先我们来看一下rc网络的设置，对于rc网络，它的主要作用分为以下两个方面：
1：对adc的csh进行充电，由于adc采样保持阶段需要输入给采样保持电容csh充电。如图所示，开始采样时，csh的电荷由输入部分（qfrm_opa）和rc滤波电容（qfrm_cflit）提供，保证在一定时间内达到精度的要求。显然，随着采样精度和采样率的不断提高，驱动adc的难度加大，因为必须在有限的时间内采样时间（tacq）内将csh上的电压达到满足精度要求（1/2lsb内）。所以我们在adc前加入电容，当采样保持阶段时对csh进行充电，保证采样的精度。电阻则作为隔离作用，避免运放直接驱动容性负载，提升系统的稳定性。
图2. sar adc采样保持阶段电流方向
2：rc网络同时也限制了输入信号的带宽，并且降低了运放带来的噪声量，但是于此同时，带宽的限制会使信号的延长建立时间，引起信号的失真
我们设计rc网络的目标就是在有限的时间内采样时间（tacq）内将csh上的电压达到满足精度要求（1/2lsb内），如果不加入rc或者rc选择不合适，可能出现如图所示的情况(横坐标为时间，纵左边为vfilt电压，可以看到信号幅值变化大且反向恢复时间长)，这是因为运放的带宽不足或者rc电路中电容太小，导致qfrm_opa与qfrm_cflit不能在采样时间（tacq）内将电荷转移至csh中，如果在信号没有达到足够的采样时间内进行采样，就会产生信号失真。
图3. 不合适的rc滤波导致信号幅度变化大且反向恢复时间长
显然，我们无法同一个rc网络使用在不同的sar adc的应用中，那么我们要怎么去为sar adc设计一个合适的rc滤波网络呢？
如下图所示为sar adc的简化原理图，以最坏的情况，csh对地放电为例。当开关s1关闭时,开关s2打开时，电容cin与csh共享电荷可得出等式
，由于电容csh对地放电，则qsh=0，且qin=vin*cin，则可以得出
图4. sar adc驱动电路基本架构
则可以推算出
如图所示：
图5. sar adc驱动vin电压
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其中tacq为采集时间ntc为建立所需的时间常数数目。所需的时间常数数目可以通过计算阶跃大小vstep与建立误差（本例为1/2lsb）之比的自然对数来获得：
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那么在转换时间，信号最大变化量为：
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则可以得出：
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