基于0.18 μm CMOS工艺的超宽带低噪声放大器的设计
1、引言
超宽带（uwb）技术是一种低功耗、低成本、高传输速率、抗干扰性能强的短距离无线通讯技术。
由于能够在短距离内（10m）传输几百兆的数据，帮助人们摆脱对导线的依赖，使得大带宽数据的无线传输从几乎不可能变为现实，因此它在无线个人局域网（wpan）等方面有着广泛的市场前景。美国联邦通信委员会（fcc）于2002 年公布了允许民用的uwb频段，即3.1 ghz ~10.6ghz。目前在uwb系统的定义上存在两种方案，直接序列（ds-cdma）和多带ofdm（mbofdm）。
尽管目前超宽带技术的标准还没有统一，但是低噪声放大器终归是其接收机中一个不可或缺的重要模块。低噪声放大器（lna）的主要功能是将来自天线的微伏级的电压信号进行小信号放大后传输到下一级电路。因此，lna 的性能对射频接收系统的性能起着决定性作用。这就要求它在获得较高增益的同时又要具有低的噪声系数（nf），并且为了信号能够有效地传输，实现最大功率的传输，还要端口匹配良好。在实际设计中，高增益、低噪声与良好的阻抗匹配三者之间并非相互独立，而是相互牵制、相互影响的。因此在进行lna 设计时，如何采用折衷原则兼顾各项指标尤为重要。
2 电路设计
综合各种资料，到目前为止，在所提出的uwblna 中，根据输入匹配归纳为下列几类形式：shuntfeedback结构、共栅结构、利用lc带通滤波器结构、分布式结构等。
图1 所示为共栅结构，共栅结构虽然噪声性能比较差，但它容易在很宽的带宽内实现50 ω的阻抗匹配，且芯片面积小。
图2 所示为共栅结构的小信号模型，可以算出输入阻抗zin 为：
图1 共栅结构。
图2 共栅结构的小信号模型。
其中gm 和cgs 分别为第一级mos 管的跨导和栅源电容。在频率比较高的时候，频率对zin 的影响越来越小，输入阻抗zin 趋近于1/gm。这种结构特别适用于超宽带系统，因为在超宽带频带内晶体管的跨导几乎不受频率的影响，所以利用共栅输入只要选择合适的偏置和管子栅宽使得1/gm =50 ω，就能在超宽带内实现50 ω匹配。
图3 共栅结构的噪声模型。
图3 为共栅结构的噪声模型，由图可知其存在三个噪声源：源阻抗的热噪声、共栅mos 管栅噪声和沟道噪声。根据噪声系数的计算，可得共栅结构的噪声系数表达式为：
如果源端实现匹配，则：
如果只考虑沟道噪声，则可以简化为：
其中δ称为栅噪声系数，γ为沟道热噪声系数，α =gm/gdo（gdo 是源漏间的电导）。我们可以根据以上式子对共栅结构的噪声系数进行估算，对于长沟道器件，γ =2/3、α =1，则噪声系数约为2.2db。
但在短沟道情况下，γ要大于2/3、α更小，所以噪声系数要大于2.2db，一般会大于3db。
超宽带低噪声放大器最基本的要求就是输入输出之间的匹配和噪声指数。因为uwb 是一个低功率技术，所以不会给系统带入太大的噪声。又由于共栅结构的电路在整个频带上具有优秀的阻抗匹配，所以本文以共栅结构为主来设计电路。
本文所讨论的cmos 超宽带低噪声放大器是基于0.18 μm和1.8v 标准下的cmos 技术。在高频低寄生电容的情况下，选择沟道长度为0.18 μm 的晶体管并应用于整个电路。所设计的包括偏置以及输出端缓冲的电路结构图如图4 所示。
输入晶体管m1的选择主要由输入匹配决定，在m1 和地间接一个大小约为10pf 的电容以保证良好的ac 接地和避免偏置电路所产生的噪声。必须有一个电感与cgd1+cgs2 在中心频带附近产生谐振，所以m2 的宽度取值显得至关重要。尽管m1 和m2 宽度相差不大而l1 比ls 要小，但ls 和cgs1、l1 和cgs2+cgd1 预计的谐振频率都在中心频带附近。为了减小密勒效应，需要在两个共源级上连接一个栅晶体管，同时该结构还能改善反向隔离，使放大器在不需要多余功耗的情况下获得更多增益。
图4 包含了偏置和输出缓冲的lna电路个电感与cgd1+cgs2 在中心频带附近产生谐振，所以m2 的宽度取值显得至关重要。尽管m1 和m2 宽度相差不大而l1 比ls 要小，但ls 和cgs1、l1 和cgs2+cgd1 预计的谐振频率都在中心频带附近。为了减小密勒效应，需要在两个共源级上连接一个栅晶体管，同时该结构还能改善反向隔离，使放大器在不需要多余功耗的情况下获得更多增益。
图4 包含了偏置和输出缓冲的lna电路
出于测试的目的，将一个源跟随器作为输出缓冲加入电路，输出端的阻抗为：
这里z3（ω）是由l3 和cgd5+cgd6 所组成的lc振荡回路的阻抗。为了避免带输出匹配的退化，l3 应相对较小，这里约取2nh。同时从式（5）可以看出cgs6 需要一个较小的值，因此m6的宽度设置的较小。
相比较由输入输出频率和噪声所产生的高峰，由l2和cgs4+cgd3 所产生的高峰所在的频率是三个中最低的，这些要求决定了m4 的宽度和l2 的值，以达到最好的增益平坦度。在现代cmos 技术中电感的q 因子指数通常与频率有关，类似于在m4 和m3 的漏极间使用反馈电阻以降低l2 的q 因子已达到更好的增益平坦度。该电路使用电流镜的方式来增加偏置。
为了减小功耗，共栅极与源跟随器共用一个偏置电流镜，而另一个电流镜则加在另两个栅极上。电阻r3、r4、r5用来做信号阻塞。r6 与c9 形成一个低通滤波器，保证良好的反向隔离。通过调整r2 我们可以由决定栅极的偏置电流和跨阻来调节lna 的整体增益。
3 仿真结果
该电路的激励和仿真使用的是cadence 软件平台，图5是电路的输入反射系数，可以看到s11在3ghz到10ghz 范围内保持在-10db以下。
图5 电路输入反射系数。
图6 是电路的增益曲线，总体来说，增益随着频率的增加略有上升。通过调整r2 的电阻值，两个栅极的跨阻都会改变，以至于lna的总体增益也会随之改变。此功能简化了当lna需要某个具体增益值时的修改。
图6 电路增益曲线。
图7 是将四个s 参数绘在一起的形式。在调试过程中发现，s11参数理想与否和输入端的匹配程度即与m1 的宽度和ls的值有关，s21 参数的大小受r2 影响，平坦度受l1、l2、l3 共同作用影响，具体为：提高l1会使增益在低频区域上升；提高l2会使增益在中频区域下降，高频区域略有下降并提高低频区域的增益；提高l3会提高高频区域的增益并使整个频域内的曲线略有上升。从图8 可以看出电路的噪声系数基本保持在4db 以下。
图7 s参数
图8 噪声系数
表1 cmos uwb lna电路总体表现
4 结论
本文论述了一种基于0.18 μ m cmos 工艺的超宽带低噪声放大器的设计，结合计算机辅助设计，该超宽带低噪声放大器输入、输出均实现良好的阻抗匹配， 本设计电路的综合表现如表1 所示。在3ghz~10ghz 的频带范围内实现了增益g=29±1db，噪声系数小于4db。在1.8v 工作电压下放大器的直流功耗约为35mw。
基于51单片机和LCD液晶显示实现超声波测距系统的设计
工业物联网3D可视化技术与数字孪生技术的结合
智慧用电-安科瑞电气火灾监测预警系统
洲明科技和茂硕电源也相继发布了2018半年报
关于应用驱动芯片发展的介绍和说明
基于0.18 μm CMOS工艺的超宽带低噪声放大器的设计
单片机通信模块和PC机通信模块分析
2019 Real World CTF举行 白帽黑客上演神仙打架
宝马与戴姆勒同时表示 希望制定自动驾驶汽车领域的行业标准
开关电源的分类介绍
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微机消谐应用于大亚湾核电站，稳定运行十多年
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超宽带（uwb）技术是一种低功耗、低成本、高传输速率、抗干扰性能强的短距离无线通讯技术。
由于能够在短距离内（10m）传输几百兆的数据，帮助人们摆脱对导线的依赖，使得大带宽数据的无线传输从几乎不可能变为现实，因此它在无线个人局域网（wpan）等方面有着广泛的市场前景。美国联邦通信委员会（fcc）于2002 年公布了允许民用的uwb频段，即3.1 ghz ~10.6ghz。目前在uwb系统的定义上存在两种方案，直接序列（ds-cdma）和多带ofdm（mbofdm）。
尽管目前超宽带技术的标准还没有统一，但是低噪声放大器终归是其接收机中一个不可或缺的重要模块。低噪声放大器（lna）的主要功能是将来自天线的微伏级的电压信号进行小信号放大后传输到下一级电路。因此，lna 的性能对射频接收系统的性能起着决定性作用。这就要求它在获得较高增益的同时又要具有低的噪声系数（nf），并且为了信号能够有效地传输，实现最大功率的传输，还要端口匹配良好。在实际设计中，高增益、低噪声与良好的阻抗匹配三者之间并非相互独立，而是相互牵制、相互影响的。因此在进行lna 设计时，如何采用折衷原则兼顾各项指标尤为重要。
2 电路设计
综合各种资料，到目前为止，在所提出的uwblna 中，根据输入匹配归纳为下列几类形式：shuntfeedback结构、共栅结构、利用lc带通滤波器结构、分布式结构等。
图1 所示为共栅结构，共栅结构虽然噪声性能比较差，但它容易在很宽的带宽内实现50 ω的阻抗匹配，且芯片面积小。
图2 所示为共栅结构的小信号模型，可以算出输入阻抗zin 为：
图1 共栅结构。
图2 共栅结构的小信号模型。
其中gm 和cgs 分别为第一级mos 管的跨导和栅源电容。在频率比较高的时候，频率对zin 的影响越来越小，输入阻抗zin 趋近于1/gm。这种结构特别适用于超宽带系统，因为在超宽带频带内晶体管的跨导几乎不受频率的影响，所以利用共栅输入只要选择合适的偏置和管子栅宽使得1/gm =50 ω，就能在超宽带内实现50 ω匹配。
图3 共栅结构的噪声模型。
图3 为共栅结构的噪声模型，由图可知其存在三个噪声源：源阻抗的热噪声、共栅mos 管栅噪声和沟道噪声。根据噪声系数的计算，可得共栅结构的噪声系数表达式为：
如果源端实现匹配，则：
如果只考虑沟道噪声，则可以简化为：
其中δ称为栅噪声系数，γ为沟道热噪声系数，α =gm/gdo（gdo 是源漏间的电导）。我们可以根据以上式子对共栅结构的噪声系数进行估算，对于长沟道器件，γ =2/3、α =1，则噪声系数约为2.2db。
但在短沟道情况下，γ要大于2/3、α更小，所以噪声系数要大于2.2db，一般会大于3db。
超宽带低噪声放大器最基本的要求就是输入输出之间的匹配和噪声指数。因为uwb 是一个低功率技术，所以不会给系统带入太大的噪声。又由于共栅结构的电路在整个频带上具有优秀的阻抗匹配，所以本文以共栅结构为主来设计电路。
本文所讨论的cmos 超宽带低噪声放大器是基于0.18 μm和1.8v 标准下的cmos 技术。在高频低寄生电容的情况下，选择沟道长度为0.18 μm 的晶体管并应用于整个电路。所设计的包括偏置以及输出端缓冲的电路结构图如图4 所示。
输入晶体管m1的选择主要由输入匹配决定，在m1 和地间接一个大小约为10pf 的电容以保证良好的ac 接地和避免偏置电路所产生的噪声。必须有一个电感与cgd1+cgs2 在中心频带附近产生谐振，所以m2 的宽度取值显得至关重要。尽管m1 和m2 宽度相差不大而l1 比ls 要小，但ls 和cgs1、l1 和cgs2+cgd1 预计的谐振频率都在中心频带附近。为了减小密勒效应，需要在两个共源级上连接一个栅晶体管，同时该结构还能改善反向隔离，使放大器在不需要多余功耗的情况下获得更多增益。
图4 包含了偏置和输出缓冲的lna电路个电感与cgd1+cgs2 在中心频带附近产生谐振，所以m2 的宽度取值显得至关重要。尽管m1 和m2 宽度相差不大而l1 比ls 要小，但ls 和cgs1、l1 和cgs2+cgd1 预计的谐振频率都在中心频带附近。为了减小密勒效应，需要在两个共源级上连接一个栅晶体管，同时该结构还能改善反向隔离，使放大器在不需要多余功耗的情况下获得更多增益。
图4 包含了偏置和输出缓冲的lna电路
出于测试的目的，将一个源跟随器作为输出缓冲加入电路，输出端的阻抗为：
这里z3（ω）是由l3 和cgd5+cgd6 所组成的lc振荡回路的阻抗。为了避免带输出匹配的退化，l3 应相对较小，这里约取2nh。同时从式（5）可以看出cgs6 需要一个较小的值，因此m6的宽度设置的较小。
相比较由输入输出频率和噪声所产生的高峰，由l2和cgs4+cgd3 所产生的高峰所在的频率是三个中最低的，这些要求决定了m4 的宽度和l2 的值，以达到最好的增益平坦度。在现代cmos 技术中电感的q 因子指数通常与频率有关，类似于在m4 和m3 的漏极间使用反馈电阻以降低l2 的q 因子已达到更好的增益平坦度。该电路使用电流镜的方式来增加偏置。
为了减小功耗，共栅极与源跟随器共用一个偏置电流镜，而另一个电流镜则加在另两个栅极上。电阻r3、r4、r5用来做信号阻塞。r6 与c9 形成一个低通滤波器，保证良好的反向隔离。通过调整r2 我们可以由决定栅极的偏置电流和跨阻来调节lna 的整体增益。
3 仿真结果
该电路的激励和仿真使用的是cadence 软件平台，图5是电路的输入反射系数，可以看到s11在3ghz到10ghz 范围内保持在-10db以下。
图5 电路输入反射系数。
图6 是电路的增益曲线，总体来说，增益随着频率的增加略有上升。通过调整r2 的电阻值，两个栅极的跨阻都会改变，以至于lna的总体增益也会随之改变。此功能简化了当lna需要某个具体增益值时的修改。
图6 电路增益曲线。
图7 是将四个s 参数绘在一起的形式。在调试过程中发现，s11参数理想与否和输入端的匹配程度即与m1 的宽度和ls的值有关，s21 参数的大小受r2 影响，平坦度受l1、l2、l3 共同作用影响，具体为：提高l1会使增益在低频区域上升；提高l2会使增益在中频区域下降，高频区域略有下降并提高低频区域的增益；提高l3会提高高频区域的增益并使整个频域内的曲线略有上升。从图8 可以看出电路的噪声系数基本保持在4db 以下。
图7 s参数
图8 噪声系数
表1 cmos uwb lna电路总体表现
4 结论
本文论述了一种基于0.18 μ m cmos 工艺的超宽带低噪声放大器的设计，结合计算机辅助设计，该超宽带低噪声放大器输入、输出均实现良好的阻抗匹配， 本设计电路的综合表现如表1 所示。在3ghz~10ghz 的频带范围内实现了增益g=29±1db，噪声系数小于4db。在1.8v 工作电压下放大器的直流功耗约为35mw。
基于51单片机和LCD液晶显示实现超声波测距系统的设计
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