缓启动电路主要的作用
现在大多数电子系统都要支持热插拔功能，所谓热插拔，也就是在系统正常工作时，带电对系统的某个单元进行插拔操作，且不对系统产生任何影响。
热插拔对系统的影响主要有两方面：
其一，热插拔时，连接器的机械触点在接触瞬间会出现弹跳，引起电源振荡，如下图所示：
这个振荡过程会引起系统电源跌落，引起误码，或系统重启，也可能会引起连接器打火，引发火灾。
解决的办法就是延迟连接器的通电时间，在连接器抖动的那十几毫秒内（（t1至t2）不给连接器通电，等插入稳定后（t2后）再通电，即防抖动延时。
其二，热插拔时，由于系统大容量储能电容的充电效应，系统中会出现很大的冲击电流，大家都知道，电容在充电时，电流呈指数趋势下降（左下图），所以在刚开始充电的时候，其冲击电流是非常大的。
此冲击电流可能会烧毁设备电源保险管，所以在热插拔时必须对冲击电流进行控制，使其按理想的趋势变化，如右上图所示，图中0~t1为电源缓启动时间。
综上所述，缓启动电路主要的作用是实现两项功能：
1）。防抖动延时上电；
2）。控制输入电流的上升斜率和幅值。
缓启动电路有两种类型：电压斜率型和电流斜率型。
电压斜率型缓启动电路结构简单，但是其输出电流的变化受负载阻抗的影响较大，而电流斜率型缓启动电路的输出电流变化不受负载影响，但是电路结构复杂。
下面重点介绍电压型缓启动电路。
设计中通常使用mos管来设计缓启动电路的。mos管有导通阻抗rds低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。通常情况下，在正电源中用pmos，在负电源中使用nmos。
下图是用nmos搭建的一个-48v电源缓启动电路，我们来分析下缓启动电路的工作原理。
1）.d1是嵌位二极管，防止输入电压过大损坏后级电路；
2）.r2和c1的作用是实现防抖动延时功能，实际应用中r2一般选20k欧姆，c1选4.7uf左右；
3）.r1的作用是给c1提供一个快速放电通道，要求r1的分压值大于d3的稳压值，实际应用中，r1一般选10k左右；
4）.r3和c2用来控制上电电流的上升斜率，实际应用中，r3一般选200k欧姆左右，c2取值为10 nf~100nf；
5）.r4和r5的作用是防止mos管自激振荡，要求r4、r5lt;cgd），所以栅-漏极的总电容c’gd=c2+ cgd，由于相对于c2 来说，cgd的容值几乎可忽略不计，所以c’gd≈c2，mos管栅极的开启电压为vth，正常工作时，mos管栅源电压为vw（此电压等于稳压管d3的嵌位电压），电容c1充电的时间常数t=（r1//r2//r3）c1，由于r3通常比r1、r2大很多，所以t≈（r1//r2）c1。
下面分三个阶段来分析上述电压缓启动电路的工作原理：
第一阶段：-48v电源对c1充电，充电公式如下。
uc＝48*r1/（r1+r2）［1-exp（-t/t）］，其中t是电容c1电压上升到uc的时间，时间常数t＝（r1//r2）c1。所以，从上电到mos管开启所需要的时间为：tth=-t*ln［1-（uc*（r1+r2）/（48*r1））］
第二阶段：mos管开启后，漏极电流开始增大，其变化速度跟mos管的跨导和栅源电压变化率成正比，具体关系为：didrain/dt = gfm *dvgs/dt，其中gfm为mos管的跨导，是一个固定值，idrain为漏极电流，vgs为mos管的栅源电压，此期间体现为栅源电压对漏源电流的恒定控制，mos管被归纳为压控型器件也是由此而来的。
第三阶段：当漏源电流idrain达到最大负载电流时，漏源电压也达到饱和，同时，栅源电压进入平台期，设电压幅度为vplt。由于这段时间内漏源电流ids保持恒定，栅源电压vplt=vth+（ids/gfm），同时，由于固定的栅源电压使栅极电流全部通过反馈电容c’gd，则栅极电流为ig=（vw-vplt）/（r3+r5），由于r5相对于r3可以忽略不计，所以ig≈（vw-vplt）/r3。因为栅极电流ig≈icgd，所以，icgd=cgd*dvgd/dt。由于栅源电压在这段时间内保持恒定，所以栅源电压和漏源电压的变化率相等。故有：dvds/dt=dvgd/dt=（vw-vplt）/（r3*c2）。
由此公式可以得知，漏源电压变化斜率与r3*c2的值有关，对于负载恒定的系统，只要控制住r3*c2的值，就能控制住热插拔冲击电流的上升斜率。
缓启动阶段，栅源电压vgs，漏源电压vds和漏源电流ids的变化示意图如下所示。
在0~t1阶段，肖特基二极管d2尚未开启，所以vgs等于0，在这段时间内，-48v电源通过r3、r5对c2充电，等c2的电压升高到d2的开启电压，mos管的栅极电压开始升高，等栅源电压升高到mos管的开启电压vth时，mos管导通，漏源电流ids开始增大，等mos管的栅源电压升高到平台电压vplt时，漏源电流ids也达到最大，此时，漏源电压vds进入饱和，开始下降，平台电压vplt结束时，mos管完全导通，漏源电压降到最低，mos管的导通电阻rds最小。
在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用mos管控制冲击电流的方达到电流缓启动的目的。mos管有导通阻抗rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有吃透mos管的相关开关特性后才能对这个电路有深入的理解。
本文首先从mosfet的开通过程进行叙述：
尽管mosfet在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有十分清楚的理解mosfet开关过程，以及mosfet在开关过程中所处的状态一般来说，电子工程师通常基于栅极电荷理解mosfet的开通的过程，如图1所示此图在mosfet数据表中可以查到
图1 aot460栅极电荷特性
mosfet的d和s极加电压为vdd，当驱动开通脉冲加到mosfet的g和s极时，输入电容ciss充电，g和s极电压vgs线性上升并到达门槛电压vgs（th），vgs上升到vgs（th）之前漏极电流id≈0a，没有漏极电流流过，vds的电压保持vdd不变。
当vgs到达vgs（th）时，漏极开始流过电流id，然后vgs继续上升，id也逐渐上升，vds仍然保持vdd当vgs到达米勒平台电压vgs（pl）时，id也上升到负载电流最大值id，vds的电压开始从vdd下降。
米勒平台期间，id电流维持id，vds电压不断降低。
米勒平台结束时刻，id电流仍然维持id，vds电压降低到一个较低的值米勒平台结束后，id电流仍然维持id，vds电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在vds=id×rds（on）因此通常可以认为米勒平台结束后mosfet基本上已经导通。
对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，vgs的电压恒定？驱动电路仍然对栅极提供驱动电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？而且栅极电荷特性对于形象的理解mosfet的开通过程并不直观因此，下面将基于漏极导通特性理解mosfet开通过程。
mosfet的漏极导通特性与开关过程。
mosfet的漏极导通特性如图2所示mosfet与三极管一样，当mosfet应用于放大电路时，通常要使用此曲线研究其放大特性只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而mosfet使用栅极电压、漏极电流和跨导。
图2 aot460的漏极导通特性
三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，mosfet对应是关断区、恒流区和可变电阻区注意：mosfet恒流区有时也称饱和区或放大区当驱动开通脉冲加到mosfet的g和s极时，vgs的电压逐渐升高时，mosfet的开通轨迹a-b-c-d如图3中的路线所示
图3 aot460的开通轨迹
开通前，mosfet起始工作点位于图3的右下角a点，aot460的vdd电压为48v，vgs的电压逐渐升高，id电流为0，vgs的电压达到vgs（th），id电流从0开始逐渐增大
a-b就是vgs的电压从vgs（th）增加到vgs（pl）的过程从a到b点的过程中，可以非常直观的发现，此过程工作于mosfet的恒流区，也就是vgs电压和id电流自动找平衡的过程，即vgs电压的变化伴随着id电流相应的变化，其变化关系就是mosfet的跨导：gfs=id/vgs，跨导可以在mosfet数据表中查到
当id电流达到负载的最大允许电流id时，此时对应的栅级电压vgs（pl）=id/gfs由于此时id电流恒定，因此栅极vgs电压也恒定不变，见图3中的b-c，此时mosfet处于相对稳定的恒流区，工作于放大器的状态
开通前，vgd的电压为vgs-vds，为负压，进入米勒平台，vgd的负电压绝对值不断下降，过0后转为正电压驱动电路的电流绝大部分流过cgd，以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变vds电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图3中的c点，于是，栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高，如图3中的c-d，使mosfet进一步完全导通
c-d为可变电阻区，相应的vgs电压对应着一定的vds电压vgs电压达到最大值，vds电压达到最小值，由于id电流为id恒定，因此vds的电压即为id和mosfet的导通电阻的乘积
基于mosfet的漏极导通特性曲线可以直观的理解mosfet开通时，跨越关断区、恒流区和可变电阻区的过程米勒平台即为恒流区，mosfet工作于放大状态，id电流为vgs电压和跨导乘积
电路原理详细说明：
mos管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。
图4. 带外接电容c2的n型mos管极间电容等效电路
mos管的极间电容栅漏电容cgd、栅源电容cgs、漏源电容cds可以由以下公式确定：
公式中mos管的反馈电容crss，输入电容ciss和输出电容coss的数值在mos管的手册上可以查到。
电容充放电快慢决定mos管开通和关断的快慢，vgs首先给cgs 充电，随着vgs的上升，使得mos管从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区后，ids电流增大，但是vds电压不变。随着vgs的持续增大，mos管进入米勒平台区，在米勒平台区，vgs维持不变，电荷都给cgd 充电，ids不变，vds持续降低。在米勒平台后期，mos管vds非常小，mos进入了饱和导通期。为确保mos管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容c2并联在cgd上，如果外接电容c2比mos管内部栅漏电容cgd大很多，就会减小mos管内部非线性栅漏电容cgd在状态间转换时的作用，另外可以达到增大米勒平台时间，减缓电压下降的速度的目的。外接电容c2被用来作为积分器对mos管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。
电路描述：
图5所示为基于mos管的自启动有源冲击电流限制法电路。mos管 q1放在dc/dc电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，dc/dc电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数c2*r2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。
c2可以按以下公式选定：
r2由允许冲击电流决定：
其中vmax为最大输入电压，cload为c3和dc/dc电源模块内部电容的总和，iinrush为允许冲击电流的幅度。
图5 有源冲击电流限制法电路
d1是一个稳压二极管，用来限制mos管 q1的栅源电压。元器件r1，c1和d2用来保证mos管q1在刚上电时保持关断状态。具体情况是：
上电后，mos管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压vgs高到一定程度后，二极管d2导通，这样所有的电荷都给电容c1以时间常数r1×c1充电，栅源电压vgs以相同的速度上升，直到mos管q1导通产生冲击电流。
以下是计算c1和r1的公式：
其中vth为mos管q1的最小门槛电压，vd2为二极管d2的正向导通压降，vplt为产生iinrush冲击电流时的栅源电压。vplt可以在mos管供应商所提供的产品资料里找到。
mos管选择
以下参数对于有源冲击电流限制电路的mos管选择非常重要：
l 漏极击穿电压 vds
必须选择vds比最大输入电压vmax和最大输入瞬态电压还要高的mos管，对于通讯系统中用的mos管，一般选择vds≥100v。
l 栅源电压vgs
稳压管d1是用来保护mos管q1的栅极以防止其过压击穿，显然mos管q1的栅源电压vgs必须高于稳压管d1的最大反向击穿电压。一般mos管的栅源电压vgs为20v，推荐12v的稳压二极管。
l 导通电阻rds_on.
mos管必须能够耗散导通电阻rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：
其中idc为dc/dc电源的最大输入电流，idc由以下公式确定：
其中pout为dc/dc电源的最大输出功率，vmin为最小输入电压，η为dc/dc电源在输入电压为vmin输出功率为pout时的效率。η可以在dc/dc电源供应商所提供的数据手册里查到。mos管的rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。
图6. 有源冲击电流限制电路在75v输入，dc/dc输出空载时的波形
设计举例
已知：vmax=72v
iinrush=3a
选择mos管q1为irf540s
选择二极管d2为bas21
按公式（4）计算：c2》》1700pf。选择 c2=0.01μf;
按公式（5）计算：r2=252.5kw。选择 r2=240kw，选择r3=270w《《r2;
按公式（7）计算：c1=0.75μf。选择 c1=1μf;
按公式（8）计算：r1=499.5w。选择 r1=1kw
图6所示为图5 电路的实测波形，其中dc/dc电源输出为空载。
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热插拔对系统的影响主要有两方面：
其一，热插拔时，连接器的机械触点在接触瞬间会出现弹跳，引起电源振荡，如下图所示：
这个振荡过程会引起系统电源跌落，引起误码，或系统重启，也可能会引起连接器打火，引发火灾。
解决的办法就是延迟连接器的通电时间，在连接器抖动的那十几毫秒内（（t1至t2）不给连接器通电，等插入稳定后（t2后）再通电，即防抖动延时。
其二，热插拔时，由于系统大容量储能电容的充电效应，系统中会出现很大的冲击电流，大家都知道，电容在充电时，电流呈指数趋势下降（左下图），所以在刚开始充电的时候，其冲击电流是非常大的。
此冲击电流可能会烧毁设备电源保险管，所以在热插拔时必须对冲击电流进行控制，使其按理想的趋势变化，如右上图所示，图中0~t1为电源缓启动时间。
综上所述，缓启动电路主要的作用是实现两项功能：
1）。防抖动延时上电；
2）。控制输入电流的上升斜率和幅值。
缓启动电路有两种类型：电压斜率型和电流斜率型。
电压斜率型缓启动电路结构简单，但是其输出电流的变化受负载阻抗的影响较大，而电流斜率型缓启动电路的输出电流变化不受负载影响，但是电路结构复杂。
下面重点介绍电压型缓启动电路。
设计中通常使用mos管来设计缓启动电路的。mos管有导通阻抗rds低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。通常情况下，在正电源中用pmos，在负电源中使用nmos。
下图是用nmos搭建的一个-48v电源缓启动电路，我们来分析下缓启动电路的工作原理。
1）.d1是嵌位二极管，防止输入电压过大损坏后级电路；
2）.r2和c1的作用是实现防抖动延时功能，实际应用中r2一般选20k欧姆，c1选4.7uf左右；
3）.r1的作用是给c1提供一个快速放电通道，要求r1的分压值大于d3的稳压值，实际应用中，r1一般选10k左右；
4）.r3和c2用来控制上电电流的上升斜率，实际应用中，r3一般选200k欧姆左右，c2取值为10 nf~100nf；
5）.r4和r5的作用是防止mos管自激振荡，要求r4、r5lt;cgd），所以栅-漏极的总电容c’gd=c2+ cgd，由于相对于c2 来说，cgd的容值几乎可忽略不计，所以c’gd≈c2，mos管栅极的开启电压为vth，正常工作时，mos管栅源电压为vw（此电压等于稳压管d3的嵌位电压），电容c1充电的时间常数t=（r1//r2//r3）c1，由于r3通常比r1、r2大很多，所以t≈（r1//r2）c1。
下面分三个阶段来分析上述电压缓启动电路的工作原理：
第一阶段：-48v电源对c1充电，充电公式如下。
uc＝48*r1/（r1+r2）［1-exp（-t/t）］，其中t是电容c1电压上升到uc的时间，时间常数t＝（r1//r2）c1。所以，从上电到mos管开启所需要的时间为：tth=-t*ln［1-（uc*（r1+r2）/（48*r1））］
第二阶段：mos管开启后，漏极电流开始增大，其变化速度跟mos管的跨导和栅源电压变化率成正比，具体关系为：didrain/dt = gfm *dvgs/dt，其中gfm为mos管的跨导，是一个固定值，idrain为漏极电流，vgs为mos管的栅源电压，此期间体现为栅源电压对漏源电流的恒定控制，mos管被归纳为压控型器件也是由此而来的。
第三阶段：当漏源电流idrain达到最大负载电流时，漏源电压也达到饱和，同时，栅源电压进入平台期，设电压幅度为vplt。由于这段时间内漏源电流ids保持恒定，栅源电压vplt=vth+（ids/gfm），同时，由于固定的栅源电压使栅极电流全部通过反馈电容c’gd，则栅极电流为ig=（vw-vplt）/（r3+r5），由于r5相对于r3可以忽略不计，所以ig≈（vw-vplt）/r3。因为栅极电流ig≈icgd，所以，icgd=cgd*dvgd/dt。由于栅源电压在这段时间内保持恒定，所以栅源电压和漏源电压的变化率相等。故有：dvds/dt=dvgd/dt=（vw-vplt）/（r3*c2）。
由此公式可以得知，漏源电压变化斜率与r3*c2的值有关，对于负载恒定的系统，只要控制住r3*c2的值，就能控制住热插拔冲击电流的上升斜率。
缓启动阶段，栅源电压vgs，漏源电压vds和漏源电流ids的变化示意图如下所示。
在0~t1阶段，肖特基二极管d2尚未开启，所以vgs等于0，在这段时间内，-48v电源通过r3、r5对c2充电，等c2的电压升高到d2的开启电压，mos管的栅极电压开始升高，等栅源电压升高到mos管的开启电压vth时，mos管导通，漏源电流ids开始增大，等mos管的栅源电压升高到平台电压vplt时，漏源电流ids也达到最大，此时，漏源电压vds进入饱和，开始下降，平台电压vplt结束时，mos管完全导通，漏源电压降到最低，mos管的导通电阻rds最小。
在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用mos管控制冲击电流的方达到电流缓启动的目的。mos管有导通阻抗rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有吃透mos管的相关开关特性后才能对这个电路有深入的理解。
本文首先从mosfet的开通过程进行叙述：
尽管mosfet在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有十分清楚的理解mosfet开关过程，以及mosfet在开关过程中所处的状态一般来说，电子工程师通常基于栅极电荷理解mosfet的开通的过程，如图1所示此图在mosfet数据表中可以查到
图1 aot460栅极电荷特性
mosfet的d和s极加电压为vdd，当驱动开通脉冲加到mosfet的g和s极时，输入电容ciss充电，g和s极电压vgs线性上升并到达门槛电压vgs（th），vgs上升到vgs（th）之前漏极电流id≈0a，没有漏极电流流过，vds的电压保持vdd不变。
当vgs到达vgs（th）时，漏极开始流过电流id，然后vgs继续上升，id也逐渐上升，vds仍然保持vdd当vgs到达米勒平台电压vgs（pl）时，id也上升到负载电流最大值id，vds的电压开始从vdd下降。
米勒平台期间，id电流维持id，vds电压不断降低。
米勒平台结束时刻，id电流仍然维持id，vds电压降低到一个较低的值米勒平台结束后，id电流仍然维持id，vds电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在vds=id×rds（on）因此通常可以认为米勒平台结束后mosfet基本上已经导通。
对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，vgs的电压恒定？驱动电路仍然对栅极提供驱动电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？而且栅极电荷特性对于形象的理解mosfet的开通过程并不直观因此，下面将基于漏极导通特性理解mosfet开通过程。
mosfet的漏极导通特性与开关过程。
mosfet的漏极导通特性如图2所示mosfet与三极管一样，当mosfet应用于放大电路时，通常要使用此曲线研究其放大特性只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而mosfet使用栅极电压、漏极电流和跨导。
图2 aot460的漏极导通特性
三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，mosfet对应是关断区、恒流区和可变电阻区注意：mosfet恒流区有时也称饱和区或放大区当驱动开通脉冲加到mosfet的g和s极时，vgs的电压逐渐升高时，mosfet的开通轨迹a-b-c-d如图3中的路线所示
图3 aot460的开通轨迹
开通前，mosfet起始工作点位于图3的右下角a点，aot460的vdd电压为48v，vgs的电压逐渐升高，id电流为0，vgs的电压达到vgs（th），id电流从0开始逐渐增大
a-b就是vgs的电压从vgs（th）增加到vgs（pl）的过程从a到b点的过程中，可以非常直观的发现，此过程工作于mosfet的恒流区，也就是vgs电压和id电流自动找平衡的过程，即vgs电压的变化伴随着id电流相应的变化，其变化关系就是mosfet的跨导：gfs=id/vgs，跨导可以在mosfet数据表中查到
当id电流达到负载的最大允许电流id时，此时对应的栅级电压vgs（pl）=id/gfs由于此时id电流恒定，因此栅极vgs电压也恒定不变，见图3中的b-c，此时mosfet处于相对稳定的恒流区，工作于放大器的状态
开通前，vgd的电压为vgs-vds，为负压，进入米勒平台，vgd的负电压绝对值不断下降，过0后转为正电压驱动电路的电流绝大部分流过cgd，以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变vds电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图3中的c点，于是，栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高，如图3中的c-d，使mosfet进一步完全导通
c-d为可变电阻区，相应的vgs电压对应着一定的vds电压vgs电压达到最大值，vds电压达到最小值，由于id电流为id恒定，因此vds的电压即为id和mosfet的导通电阻的乘积
基于mosfet的漏极导通特性曲线可以直观的理解mosfet开通时，跨越关断区、恒流区和可变电阻区的过程米勒平台即为恒流区，mosfet工作于放大状态，id电流为vgs电压和跨导乘积
电路原理详细说明：
mos管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。
图4. 带外接电容c2的n型mos管极间电容等效电路
mos管的极间电容栅漏电容cgd、栅源电容cgs、漏源电容cds可以由以下公式确定：
公式中mos管的反馈电容crss，输入电容ciss和输出电容coss的数值在mos管的手册上可以查到。
电容充放电快慢决定mos管开通和关断的快慢，vgs首先给cgs 充电，随着vgs的上升，使得mos管从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区后，ids电流增大，但是vds电压不变。随着vgs的持续增大，mos管进入米勒平台区，在米勒平台区，vgs维持不变，电荷都给cgd 充电，ids不变，vds持续降低。在米勒平台后期，mos管vds非常小，mos进入了饱和导通期。为确保mos管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容c2并联在cgd上，如果外接电容c2比mos管内部栅漏电容cgd大很多，就会减小mos管内部非线性栅漏电容cgd在状态间转换时的作用，另外可以达到增大米勒平台时间，减缓电压下降的速度的目的。外接电容c2被用来作为积分器对mos管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。
电路描述：
图5所示为基于mos管的自启动有源冲击电流限制法电路。mos管 q1放在dc/dc电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，dc/dc电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数c2*r2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。
c2可以按以下公式选定：
r2由允许冲击电流决定：
其中vmax为最大输入电压，cload为c3和dc/dc电源模块内部电容的总和，iinrush为允许冲击电流的幅度。
图5 有源冲击电流限制法电路
d1是一个稳压二极管，用来限制mos管 q1的栅源电压。元器件r1，c1和d2用来保证mos管q1在刚上电时保持关断状态。具体情况是：
上电后，mos管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压vgs高到一定程度后，二极管d2导通，这样所有的电荷都给电容c1以时间常数r1×c1充电，栅源电压vgs以相同的速度上升，直到mos管q1导通产生冲击电流。
以下是计算c1和r1的公式：
其中vth为mos管q1的最小门槛电压，vd2为二极管d2的正向导通压降，vplt为产生iinrush冲击电流时的栅源电压。vplt可以在mos管供应商所提供的产品资料里找到。
mos管选择
以下参数对于有源冲击电流限制电路的mos管选择非常重要：
l 漏极击穿电压 vds
必须选择vds比最大输入电压vmax和最大输入瞬态电压还要高的mos管，对于通讯系统中用的mos管，一般选择vds≥100v。
l 栅源电压vgs
稳压管d1是用来保护mos管q1的栅极以防止其过压击穿，显然mos管q1的栅源电压vgs必须高于稳压管d1的最大反向击穿电压。一般mos管的栅源电压vgs为20v，推荐12v的稳压二极管。
l 导通电阻rds_on.
mos管必须能够耗散导通电阻rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：
其中idc为dc/dc电源的最大输入电流，idc由以下公式确定：
其中pout为dc/dc电源的最大输出功率，vmin为最小输入电压，η为dc/dc电源在输入电压为vmin输出功率为pout时的效率。η可以在dc/dc电源供应商所提供的数据手册里查到。mos管的rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。
图6. 有源冲击电流限制电路在75v输入，dc/dc输出空载时的波形
设计举例
已知：vmax=72v
iinrush=3a
选择mos管q1为irf540s
选择二极管d2为bas21
按公式（4）计算：c2》》1700pf。选择 c2=0.01μf;
按公式（5）计算：r2=252.5kw。选择 r2=240kw，选择r3=270w《《r2;
按公式（7）计算：c1=0.75μf。选择 c1=1μf;
按公式（8）计算：r1=499.5w。选择 r1=1kw
图6所示为图5 电路的实测波形，其中dc/dc电源输出为空载。
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