准谐振反激转换器的峰值功率能力及如何处理峰值功率要求
设计工程师在设计开关电源转换器时，通常会根据产品规定的最大输出功率条件来设计散热方案。例如，功率50w的转换器必须具备足够的散热能力，才能在启动后在最低输入线路电压及最高环境温度条件下迅即持续提供50w功率。
然而，某些应用并非从电源汲取恒定功率。例如，当打印机的打印头处于工作状态或处理打印纸时，打印机以脉冲方式消耗功率。在此特殊案例中，转换器的散热设计并非针对处理峰值功率，而是要小得多的平均功率。
反激电源转换器
输出功率小于70w的低功率转换器通常使用反激拓扑结构，因为此拓扑结构：a） 在多路输出应用中提供良好的互稳压（cross-regulation）性能；b） 能够采用宽输入电压范围（90-264vac）工作，且不需要功率因数校正（pfc）预转换器；c） 提供极低能耗待机模式。变压器提供与交流主电源的隔离，并存储初级端能量，然后在开关切断事件期间将能量转移至次级端。此简单技术每路输出电压使用1颗功率mosfet开关和1个二极管来限制外围元件。
假定上述原则对所有反激转换器而言都很适用，我们接下来就要分析多种不同反激转换器的各自优缺点。
固定频率脉宽调制（pwm）反激转换器很可能是当今最常见的架构。由内部时钟驱动的开关频率可供选择，从而使转换器产生的电磁干扰（emi）远离关键频率范围。稳压回路确定功率开关的导电时间，并且控制转换器存储/传输的能量。此类转换器能以连续导电模式（ccm）工作，存储在变压器中的能量在关闭时间的末段并未完全传输至次级端电容。在下一个周期出现时变压器仍然保持磁化状态。此模式提供梯形初级电流波形（而非三角波形），以有限的均方根（rms）电流提供更高的输出功率。由于采用ccm工作，变压器的设计可以采用更大的初级电感，从而提升低功率/待机模式下的能效数值。
另一常见版本是准谐振（qr）类型，提供所谓的谷底开关导通：功率mosfet在漏极-源极电压（vds）的谷底（最小值）导通。此技术与硬开关（hard switching）版本技术相比，提供更佳的emi性能。此类转换器的开关损耗降低了，但也强制要求降低开关频率，从而传递峰值功率，同时维持完整的变压器退磁（demagnetization）。此更低工作频率要求的开关周期所存储的能量越多，要求变压器的尺寸就越大（及成本越高），使初级moset及次级端二极管均承受高峰值电流。
第三类是迟滞转换器。此类转换器通过调制开关频率来提供所要求的能量（要传输更多电能则频率更高），确保以冻结的（frozen）初级峰值电流传输电能。就像pwm技术一样，此方案并不控制功率mosfet开关事件，不能提供谷底开关工作（以最低谷底调节开关，降低开关损耗）。
本文探讨的主题是准谐振反激转换器的峰值功率能力。我们将具体分析此类转换器的特性，特别是它如何处理峰值功率要求。
高峰值功率准谐振反激转换器的具体特性
与传统pwm转换器不同，此类转换器采用可变工作频率工作，恰好在漏极-源极电压处于最低值（见图1）的时间点导通mosfet。此转换器自然地减少电磁干扰及降低开关损耗。
图1：采用最低电压开关工作的准谐振反激转换器的典型漏极-源极电压波形。
为了保持谷底开关工作，在低输出功率情况下，导通时间缩短意味着开关频率更高，反过来也要求更短导通时间（诸如此类），从而逐周期限制从初级端传输到次级端的能量，令其低于所要求的限制值。
为了限制开关频率漂移，业界已经开发出钳位控制最低导通时间及最大开关频率的新方案。为了保持准谐振工作，同时确保最低漏极-源极电压开关，创新的谷底锁定（valley-lockout）方案已被开发出来。它能工作至第4个谷底，然后切换至可变频率模式，即压控振荡器（vco）模式（见图2）。此方案确保提供极佳的轻载/待机能耗性能，就像安森美半导体的ncp1379/1380所展示的那样。
图2：以谷底开关及谷底锁定工作的准谐振反激转换器的漏极-源极电压波形（从第1个谷底逐渐转移至第4个谷底，然后是vco模式，这期间转换器传输的能量减少）。
这种能量传输方法看上去不错，但不利的是，在需要更高峰值功率时就出现问题了。为了逐周期增加传输的能量，初级电流应当更大，相应地具备更长的导通时间。次级端二极管的导电时间也延长，迫使控制器减小开关频率，从而确保变压器完全退磁。虽然频率更低，但每周期的能量应当增加，迫使开关频率进一步降低。确保变压器完全退磁所需的此“双重”效应将迫使转换器大幅降低频率，接受峰值功率上升。因此，变压器的设计应当可以接受更高能量，且这些能量逐周期存储：这就需要更大尺寸的变压器，配合采用高峰值功率工作的准谐振反激转换器。
如果上述特性在高功率期间滋生问题，那么在次级端输出对地电平短路的情况下，此问题就变成了自然的优势。在出现短路的情况下，退磁将经历更长的时间，确保频率极低，因而减少电能的传输。由于此工作模式，安全性也大幅提升。一旦次级端输出电压重新上升（如在消除短路的情况下），开关频率将立即上升。
70w输出功率设计的准谐振反激转换器峰值功率及示波器波形捕获结果
绿色迹线：mosfet电流 id（t），0.5 a/div，
黄色迹线：mosfet电压vds（t），100 v/div，
时间= 5 μs/div
图3：中等功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 40w
idmax = 1.75a @45khz，由于采用了ncp1379的谷底锁定技术，在第3个谷底开关。
vds，max = 640v
图4：大功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 62.5w
idmax = 2.4a@45khz，采用经典准谐振模式，在第1个谷底开关
vds，max = 680v
图5：峰值功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 75w
idmax = 2.8a （最低至38.5khz的更低频率条件下，从而提供更高初级电流及传输更多电能）。在变压器饱和条件下，此电流低于3a。
vds，max = 720v （低于mosfet的800v限制值）
上述示波器屏幕截图确定了功率最高70w、开关频率最低39khz的准谐振反激设计的功率能力。
提供更高峰值功率的新方案
我们想定义一种新的电源转换方案，此方案提供更高峰值功率能力，不含尺寸过大的元器件，同时保持准谐振工作反激转换器的优势。
a） 在额定/平均功率条件下保持准谐振的低emi及更低开关损耗的优势
b） 在大功率条件下使用连续导电模式（ccm），避免频率降低及变压器尺寸较大/过大
c） 保持准谐振输出短路特性和极佳的固有安全性
带连续导电模式的更高峰值功率准谐振反激转换器
npc1380的零电流检测（zcd）电路的工作原理如图6所示：在辅助绕组电压施加于zcd输入的条件下，此控制器能够控制能量传输的终结。增添的二极管d203和电阻r206用于mosfet导通期间ncp1379的过功率补偿（opp）功能。
图6：连续导电模式准谐振反激转换器的原理
应当修改此电路，从而在出现高峰值功率需求的情况下支持ccm工作。为了避免在规定的功率等级变压器完全退磁（例如传输时间长于给定值），电路中增加了额外晶体管，如图6中的q206所示。此晶体管的存在迫使zcd在还没有出现变压器完全退磁的情况下重启控制器。得益于极佳的固有准谐振安全性，我们也应该使用zcd来在平均功率、起始相位及输出对地短路等条件下保持完全退磁控制，避免应力过大及多个元器件的尺寸过大。此举是通过控制辅助绕组反射电压来实现的，极佳地映射了次级输出电压。
支持ccm高功率工作所增添电路的细节
原理：抑制准谐振零电压检测，在功率高于给定限制值条件下支持ccm工作
图7：连续导电模式准谐振反激转换器的详细方案
* c231由与供电电压成正比的负电压在初级开关导电期间充电
* r235和r254及c231组合设定延迟时间t，晶体管q206是将电路导通（基于简单定时器）的开关
* 在规定的时间t内，q206切换为导通状态，并将zcd引脚1拉至地电平（从而以存储在变压器中的能量重启下一个周期）。串联电容确保ic输入端的低电压电平，即使是在q206的饱和电压vce-sat条件下。
* 由于q206由直接连接至绕组的电阻r234充电，在次级二极管导电期间，ccm连接至次级端反射电压：如果反射电压/次级端输出电压过低（如在启动相位或是输出对地短路），ccm就不能被激活。
修改前述70w输出设计、带前端pfc的ccm准谐振反激转换器的峰值功率及示波器截图
绿色迹线：mosfet电流 id（t）， 0.5a/div，
黄色迹线：mosfet电压 vds（t）， 100v/div，
时间 = 5μs/div
图8：限制至ccm的中等功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 50w
最大电流1.85a@55khz，以经典准谐振模式在第1个谷底开关。此特性与以谷底开关用于较小功率之前述测试相同。
最大电压（v max） = 650v
图 9：采用ccm的大功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout =75w
在ccm及频率增加至80 khz从而配合传输更多电能且无须较大初级/mosfet电流条件下的最大电流2a
最大电压（v max） = 680v
图10：采用ccm的峰值功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 110w
在ccm及将频率降低至77khz从而配合传输更多电能（更长导通时间）条件下最大电流为2.7a。此电流低于变压器的3a饱和电流。
此条件应当与39khz条件下（原准谐振模式下仅70w功率）2.8a电流比较。
最大电压（v max） = 760v（低于mosfet的800v最大漏极-源极电压）
这种新方案支持增加约50%的功率能力，且无须增加总体组件尺寸及成本（主要是变压器），保持所有准谐振额定负载及安全特性优势。
无前端pfc的ccm准谐振反激转换器
在低交流主电源电压条件下功率能力被降低。即使ccm定时器的关闭时间控制较短（在交流主电源输入电压较低的条件下，与供电电压成正比的反射负电压也较小），在较低交流主电源条件下较长的导通时间（旨在获得相同的mosfet漏极电流）对开关频率的影响较小，降低了功率能力。
这种新方案也能够在无前端pfc的条件下使用，从而增加功率低于75w限制值、不含pfc的应用的峰值功率。
新方案的局限
需要顾及此新方案的两个局限。
ccm应用不用于高输出电压应用，因为高输出电压应用要求极短反向恢复时间（trr）的次级端二极管。ccm通常局限用于自然地采用肖特基二极管、电压低于30vdc的低压应用（对于19v配接器或打印机应用而言尤为如此）。
在配有次级端同步整流的大输出电流应用中难于使用ccm。次级端同步整流mosfet在新周期开始之前应当切换为关闭状态，从而避免此双向开关短路。变压器初级端的极高电流将激活初级过流限制功能，并使电源停止工作。
结论
此新方案使用带高峰值功率能力的准谐振反激转换器，与标准准谐振转换器相比，将功率能力提高了约50%。针对更高峰值功率的ccm设计可避免变压器、mosfet及次级端二极管尺寸过大。而如今针对平均功率优化的设计可以更为紧凑，且提升了低功率/待机模式性能，因为增加了变压器电感，同时保持了针对额定功率准谐振方案的所有优势。
针对功率低于75w（不含pfc）的应用所增加的峰值功率能力，支持减小如今计算机、游戏机及打印机中使用的准谐振反激配接器的尺寸及成本。已经利用安森美半导体ncp1379/1380展示的此方案易于采用极小数量的低成本元器件设计。ncp1379/1380也提供谷底锁定功能，用于提升低功率性能。
应用于准谐振反激电源转换器的连续导电模式（ccm）结合了pwm（ccm模式下更高峰值功率能力）和qr（输出对地短路条件下更低emi、更低开关损耗及固有的安全特性）的优势，正在迅速成为未来产品的首选反激方案，提供极佳且固有的安全特性（更低开关频率，输出对地短路）。
图11：基于ncp1379的ccm准谐振转换器greenpoint（r）参考设计详细及完整初级电路
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输出功率小于70w的低功率转换器通常使用反激拓扑结构，因为此拓扑结构：a） 在多路输出应用中提供良好的互稳压（cross-regulation）性能；b） 能够采用宽输入电压范围（90-264vac）工作，且不需要功率因数校正（pfc）预转换器；c） 提供极低能耗待机模式。变压器提供与交流主电源的隔离，并存储初级端能量，然后在开关切断事件期间将能量转移至次级端。此简单技术每路输出电压使用1颗功率mosfet开关和1个二极管来限制外围元件。
假定上述原则对所有反激转换器而言都很适用，我们接下来就要分析多种不同反激转换器的各自优缺点。
固定频率脉宽调制（pwm）反激转换器很可能是当今最常见的架构。由内部时钟驱动的开关频率可供选择，从而使转换器产生的电磁干扰（emi）远离关键频率范围。稳压回路确定功率开关的导电时间，并且控制转换器存储/传输的能量。此类转换器能以连续导电模式（ccm）工作，存储在变压器中的能量在关闭时间的末段并未完全传输至次级端电容。在下一个周期出现时变压器仍然保持磁化状态。此模式提供梯形初级电流波形（而非三角波形），以有限的均方根（rms）电流提供更高的输出功率。由于采用ccm工作，变压器的设计可以采用更大的初级电感，从而提升低功率/待机模式下的能效数值。
另一常见版本是准谐振（qr）类型，提供所谓的谷底开关导通：功率mosfet在漏极-源极电压（vds）的谷底（最小值）导通。此技术与硬开关（hard switching）版本技术相比，提供更佳的emi性能。此类转换器的开关损耗降低了，但也强制要求降低开关频率，从而传递峰值功率，同时维持完整的变压器退磁（demagnetization）。此更低工作频率要求的开关周期所存储的能量越多，要求变压器的尺寸就越大（及成本越高），使初级moset及次级端二极管均承受高峰值电流。
第三类是迟滞转换器。此类转换器通过调制开关频率来提供所要求的能量（要传输更多电能则频率更高），确保以冻结的（frozen）初级峰值电流传输电能。就像pwm技术一样，此方案并不控制功率mosfet开关事件，不能提供谷底开关工作（以最低谷底调节开关，降低开关损耗）。
本文探讨的主题是准谐振反激转换器的峰值功率能力。我们将具体分析此类转换器的特性，特别是它如何处理峰值功率要求。
高峰值功率准谐振反激转换器的具体特性
与传统pwm转换器不同，此类转换器采用可变工作频率工作，恰好在漏极-源极电压处于最低值（见图1）的时间点导通mosfet。此转换器自然地减少电磁干扰及降低开关损耗。
图1：采用最低电压开关工作的准谐振反激转换器的典型漏极-源极电压波形。
为了保持谷底开关工作，在低输出功率情况下，导通时间缩短意味着开关频率更高，反过来也要求更短导通时间（诸如此类），从而逐周期限制从初级端传输到次级端的能量，令其低于所要求的限制值。
为了限制开关频率漂移，业界已经开发出钳位控制最低导通时间及最大开关频率的新方案。为了保持准谐振工作，同时确保最低漏极-源极电压开关，创新的谷底锁定（valley-lockout）方案已被开发出来。它能工作至第4个谷底，然后切换至可变频率模式，即压控振荡器（vco）模式（见图2）。此方案确保提供极佳的轻载/待机能耗性能，就像安森美半导体的ncp1379/1380所展示的那样。
图2：以谷底开关及谷底锁定工作的准谐振反激转换器的漏极-源极电压波形（从第1个谷底逐渐转移至第4个谷底，然后是vco模式，这期间转换器传输的能量减少）。
这种能量传输方法看上去不错，但不利的是，在需要更高峰值功率时就出现问题了。为了逐周期增加传输的能量，初级电流应当更大，相应地具备更长的导通时间。次级端二极管的导电时间也延长，迫使控制器减小开关频率，从而确保变压器完全退磁。虽然频率更低，但每周期的能量应当增加，迫使开关频率进一步降低。确保变压器完全退磁所需的此“双重”效应将迫使转换器大幅降低频率，接受峰值功率上升。因此，变压器的设计应当可以接受更高能量，且这些能量逐周期存储：这就需要更大尺寸的变压器，配合采用高峰值功率工作的准谐振反激转换器。
如果上述特性在高功率期间滋生问题，那么在次级端输出对地电平短路的情况下，此问题就变成了自然的优势。在出现短路的情况下，退磁将经历更长的时间，确保频率极低，因而减少电能的传输。由于此工作模式，安全性也大幅提升。一旦次级端输出电压重新上升（如在消除短路的情况下），开关频率将立即上升。
70w输出功率设计的准谐振反激转换器峰值功率及示波器波形捕获结果
绿色迹线：mosfet电流 id（t），0.5 a/div，
黄色迹线：mosfet电压vds（t），100 v/div，
时间= 5 μs/div
图3：中等功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 40w
idmax = 1.75a @45khz，由于采用了ncp1379的谷底锁定技术，在第3个谷底开关。
vds，max = 640v
图4：大功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 62.5w
idmax = 2.4a@45khz，采用经典准谐振模式，在第1个谷底开关
vds，max = 680v
图5：峰值功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 75w
idmax = 2.8a （最低至38.5khz的更低频率条件下，从而提供更高初级电流及传输更多电能）。在变压器饱和条件下，此电流低于3a。
vds，max = 720v （低于mosfet的800v限制值）
上述示波器屏幕截图确定了功率最高70w、开关频率最低39khz的准谐振反激设计的功率能力。
提供更高峰值功率的新方案
我们想定义一种新的电源转换方案，此方案提供更高峰值功率能力，不含尺寸过大的元器件，同时保持准谐振工作反激转换器的优势。
a） 在额定/平均功率条件下保持准谐振的低emi及更低开关损耗的优势
b） 在大功率条件下使用连续导电模式（ccm），避免频率降低及变压器尺寸较大/过大
c） 保持准谐振输出短路特性和极佳的固有安全性
带连续导电模式的更高峰值功率准谐振反激转换器
npc1380的零电流检测（zcd）电路的工作原理如图6所示：在辅助绕组电压施加于zcd输入的条件下，此控制器能够控制能量传输的终结。增添的二极管d203和电阻r206用于mosfet导通期间ncp1379的过功率补偿（opp）功能。
图6：连续导电模式准谐振反激转换器的原理
应当修改此电路，从而在出现高峰值功率需求的情况下支持ccm工作。为了避免在规定的功率等级变压器完全退磁（例如传输时间长于给定值），电路中增加了额外晶体管，如图6中的q206所示。此晶体管的存在迫使zcd在还没有出现变压器完全退磁的情况下重启控制器。得益于极佳的固有准谐振安全性，我们也应该使用zcd来在平均功率、起始相位及输出对地短路等条件下保持完全退磁控制，避免应力过大及多个元器件的尺寸过大。此举是通过控制辅助绕组反射电压来实现的，极佳地映射了次级输出电压。
支持ccm高功率工作所增添电路的细节
原理：抑制准谐振零电压检测，在功率高于给定限制值条件下支持ccm工作
图7：连续导电模式准谐振反激转换器的详细方案
* c231由与供电电压成正比的负电压在初级开关导电期间充电
* r235和r254及c231组合设定延迟时间t，晶体管q206是将电路导通（基于简单定时器）的开关
* 在规定的时间t内，q206切换为导通状态，并将zcd引脚1拉至地电平（从而以存储在变压器中的能量重启下一个周期）。串联电容确保ic输入端的低电压电平，即使是在q206的饱和电压vce-sat条件下。
* 由于q206由直接连接至绕组的电阻r234充电，在次级二极管导电期间，ccm连接至次级端反射电压：如果反射电压/次级端输出电压过低（如在启动相位或是输出对地短路），ccm就不能被激活。
修改前述70w输出设计、带前端pfc的ccm准谐振反激转换器的峰值功率及示波器截图
绿色迹线：mosfet电流 id（t）， 0.5a/div，
黄色迹线：mosfet电压 vds（t）， 100v/div，
时间 = 5μs/div
图8：限制至ccm的中等功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 50w
最大电流1.85a@55khz，以经典准谐振模式在第1个谷底开关。此特性与以谷底开关用于较小功率之前述测试相同。
最大电压（v max） = 650v
图 9：采用ccm的大功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout =75w
在ccm及频率增加至80 khz从而配合传输更多电能且无须较大初级/mosfet电流条件下的最大电流2a
最大电压（v max） = 680v
图10：采用ccm的峰值功率准谐振反激转换器
测试条件：电源电压395vdc，输出功率pout = 110w
在ccm及将频率降低至77khz从而配合传输更多电能（更长导通时间）条件下最大电流为2.7a。此电流低于变压器的3a饱和电流。
此条件应当与39khz条件下（原准谐振模式下仅70w功率）2.8a电流比较。
最大电压（v max） = 760v（低于mosfet的800v最大漏极-源极电压）
这种新方案支持增加约50%的功率能力，且无须增加总体组件尺寸及成本（主要是变压器），保持所有准谐振额定负载及安全特性优势。
无前端pfc的ccm准谐振反激转换器
在低交流主电源电压条件下功率能力被降低。即使ccm定时器的关闭时间控制较短（在交流主电源输入电压较低的条件下，与供电电压成正比的反射负电压也较小），在较低交流主电源条件下较长的导通时间（旨在获得相同的mosfet漏极电流）对开关频率的影响较小，降低了功率能力。
这种新方案也能够在无前端pfc的条件下使用，从而增加功率低于75w限制值、不含pfc的应用的峰值功率。
新方案的局限
需要顾及此新方案的两个局限。
ccm应用不用于高输出电压应用，因为高输出电压应用要求极短反向恢复时间（trr）的次级端二极管。ccm通常局限用于自然地采用肖特基二极管、电压低于30vdc的低压应用（对于19v配接器或打印机应用而言尤为如此）。
在配有次级端同步整流的大输出电流应用中难于使用ccm。次级端同步整流mosfet在新周期开始之前应当切换为关闭状态，从而避免此双向开关短路。变压器初级端的极高电流将激活初级过流限制功能，并使电源停止工作。
结论
此新方案使用带高峰值功率能力的准谐振反激转换器，与标准准谐振转换器相比，将功率能力提高了约50%。针对更高峰值功率的ccm设计可避免变压器、mosfet及次级端二极管尺寸过大。而如今针对平均功率优化的设计可以更为紧凑，且提升了低功率/待机模式性能，因为增加了变压器电感，同时保持了针对额定功率准谐振方案的所有优势。
针对功率低于75w（不含pfc）的应用所增加的峰值功率能力，支持减小如今计算机、游戏机及打印机中使用的准谐振反激配接器的尺寸及成本。已经利用安森美半导体ncp1379/1380展示的此方案易于采用极小数量的低成本元器件设计。ncp1379/1380也提供谷底锁定功能，用于提升低功率性能。
应用于准谐振反激电源转换器的连续导电模式（ccm）结合了pwm（ccm模式下更高峰值功率能力）和qr（输出对地短路条件下更低emi、更低开关损耗及固有的安全特性）的优势，正在迅速成为未来产品的首选反激方案，提供极佳且固有的安全特性（更低开关频率，输出对地短路）。
图11：基于ncp1379的ccm准谐振转换器greenpoint（r）参考设计详细及完整初级电路
紫光展锐人工智能实验室自研AI软件栈，正式亮相坦克邦智算天地
TE 宣布推出虚拟现实 （VR）电缆组件产品系列
便携式有毒气体检测仪使用前有哪些注意事项？
ARM中断体系和ZYNQ中断体系详解
中科创达大模型机器人实现高效的柔性制造
准谐振反激转换器的峰值功率能力及如何处理峰值功率要求
注入现代化履责全新力量！德力西电气再获社会责任大会“奥纳奖”
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395MHz-455MHz Doherty放大器一种紧凑型实现方法
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水中细菌检测的仪器是什么，它有哪些作用
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