关于小信号输出阻抗的模拟仿真技术
测一个cascode的输出阻抗，直接在源端加直流电压源ac=1，然后让直接ac仿真，最后用电压除以电流，得出输出阻抗。一切需要求rout的电路也可以通过加vcvs实现，得到它的输出阻抗。
前几天看到自己之前计算的design error budget，其中有关于rout的具体要求和mismatch的最大值。一想到马上要面临的design review，顿时打了个激灵，吓得跑去乖乖跑了一下仿真。
（一）rout 一个简单的cascode（或者一切需要求rout的电路），如何得到它的输出阻抗呢？
先扔出一个cadence的schematic：
（抱歉！为了能够plot电流，我放了不少dc=0的vdc，比如v4，v5，v7.。。.。不知道为何直接plot那些transistor的电流，都不可以……如果大家有好的方法，请务必指教！）
vdd=1.2v。最上面两排的pmos被两个固定的电压源bias。
因为我的cascode是拿来bias bjt的，所以前两路下面都是bjt（为什么要放两个一样的branch？那个……因为我还有mismatch要跑）。最右边的一路，有些特别。
最右边的最下面是一个vcvs（还是analoglib那个libaray里面的）。之所以没有直接加bjt，是担心bjt的等效电阻破坏了这个求cascode rout的支路。所以，我就只用了vcvs作为固定的dc偏置电压。（其实再想想，直接用bjt也是可以的，关键在于上面的一个理想电感，数值越大越理想）。当时没想太多，所以就自作主张用了vcvs……
求解小信号都需要跑ac simulation，v=i*r，r=v/i
为了简便，我就在最右边加上了idc。这个idc的dc 是0，但是ac是1。因此，我需要得到的rout就直接是被highlight的那条线的ac电压了。
嗯，那就来跑个ac看看吧！
呼呼！长得蛮像opamp的ac曲线呢！
dc的时候，居然有32.8341gv，也就是说，rout是32.8341gohm。哇！真的很大呢！
对比一下手算的结果：p2的gds是2.386n，p3的gm是2.972u，gds是45.06n，所以粗略的计算，dc的rout应该是gm3/（gds2*gds3），也就是27.64gohm。
嗯，总的来说，差别不是很大，毕竟实际的公式没有这么粗略啦！
然后，因为我的电路工作时，会有一个100khz的sampling clock，我就特地标注了一下100khz时候的数值，是1.8836gohm。
之后，习惯折腾的本人，改变了一下p3的w和l。刚刚是1u/500n，我把它改成了2u/1u，然后重新跑了一遍，得到了新的结果：
p2的gds变化不大，p3的gm是2.918u，gds是12.32n。
对比一下上面的结果，变化最显著的是gds3，明显小了很多。因此，dc的rout也变大成了96.4683gohm。
嗯，意料之中啊！短沟道效应。
等等！100khz时，怎么变小了？从1.8836gohm变成了1.18324gohm……这也太……
寄生的cap增大了，所以下降的频率被提前了。看来，若是结构不变，想要大的dc gain，还是要付出一些额外的代价啊！
为了验证自己的想法，作者君继续调了p3到4u/2u，得到了下面的波形：
不出所料，dc的rout也变大成了152.915gohm。100khz对应的rout也变小成了573.243mohm。
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