改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器
改进型全桥移相zvs-pwm dc/dc变换器
摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相zvs－pwm dc/dc变换器。在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台48v/6v的dc/dc变换器。
关键词：全桥dc/dc变换器；零电压开关；死区时间
0 引言
移相控制的全桥pwm变换器是在中大功率dc/dc变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相pwm控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
移相控制的全桥pwm变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：
1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；
2）开关管开通时存在很大的di/dt，将会造成大的emi；
3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入r－c吸收。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感ls，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：
1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；
2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；
3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。
改进型全桥移相zvs-pwmdc/dc变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kw）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥pwm变换器中，超前臂zvs的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现zvs的条件。
1 改进型全桥移相zvs-pwm dc/dc变换器
1.1 电路拓扑
图1所示是一种改进型全桥移相zvs-pwm dc/dc变换器，与基本的全桥移相pwm变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感lrx及电容crx两个元件组成的一个辅助支路。
图1 电路拓扑
在由lrx及crx组成的辅助谐振支路中，电容crx足够大，其上电压vcrx应满足
vcrx≈vin（1）
则电感lrx上得到的是一个占空比为50％的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为vin/2。电感上的电流峰值ilrx(max)为
ilrx(max)=（2）
式中：vin为输入直流电压；
ts为开关周期。
电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥pwm变换器完全一样。而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。
1.2 电路运行过程分析
由于移相控制的全桥pwm电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件。为了便于分析，假设：
——所有功率开关管及二极管均为理想器件；
——所有电感及电容均为理想元件；
——考虑功率开关管输出结电容的非线性，有c1=c2=c3=c4=（4/3）coss，并记c3＋c4=c；
——考虑变压器的漏感llk；
——由于电感lrx及电容crx足够大，可以认为电感lrx上电流ilrx在死区td内保持不变。
1）t0时刻之前
在t0时刻之前，如图2所示，变压器原边二极管d1，开关管s3，变压器副边二极管d5处于导通状态，变压器原边电流ip通过二极管d1和开关管s3流通，并在输出电压nvo的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际电流方向与电流参考方向相反。在t0时刻，变压器原边电流ip(t0)为
ip(t0)==－i1（3）
式中：i1是副边输出滤波电感lf电流最小值反射到原边的电流值，显然，i1的大小取决于负载情况。
图2 电路主要波形（死区时间被放大）
图中下标（ⅰ）：ip(td)≤i1时，（ⅱ）：ip(t)=i1（t≤td时） 此时，辅助支路电感lrx上电流ilrx(t0)为 ilrx(t0)=ilrx(max)（4） 2）t0～t1时间段 在t0时刻，开关管s3在电容c3及c4的作用下零电压关断。从t0时刻开始，电路开始发生lc谐振，使c3充电，c4放电，此阶段等效电路如图3所示，其中c为c3与c4的并联，变压器原边电压及电流为vp和ip，电容c上的电压及电流为vc和ic。在这时间段分别为 图3 t0～t1时间段电路等效拓扑 vp=llk（5） ic=c（6） vp＋vc=vin（7） ip－ic=ilrx(max)（8） 初始条件为 ip(t0)=－i1，vc(t0)=vin 解方程式，并代入初始条件可得 ip=－(ilrx(max)＋i1)cosωt＋ilrx(max)（9） vp=(ilrx(max)＋i1)sinωt（10） vc=vin－(ilrx(max)＋i1)sinωt（11） ic=－(ilrx(max)＋i1)cosωt（12） 式中：ω=1/为谐振角频率。 这一谐振过程直到t1时刻，电容c4上的电压谐振到零，二极管d4自然导通，这一过程结束。这一时间段长度为 t1=arcsin（13） 此时 ip(t1)=－(ilrx(max)＋i1)cosωt1＋ilrx(max)=i2（14） 3）t1～td时间段 在t1时刻，d4导通，变压器原边电流ip在输入电压vin作用下线性上升。此阶段等效电路如图4所示。在这时间段有 vp=vin（15） ip=i2＋(t－t1)（16）
图4 t1～td时间段电路等效拓扑 此过程可分为以下两种情况。 （1）在死区td结束时，ip(td)≤i1，则在td时刻，原边电流为 ip(td)=i2＋(td－t1)（17） （2）设在t2时刻（t22i1时，
ilrx(max)>=i1＋ix（22）
式中：td为死区时间；
ix为满足在死区时间内完成s3充电，s4放电所需要的最小电流。
ix=（23）
可见，只要在
i1(t)=（24）
时，电路能满足zvs条件，那么电路在全部负载范围内都能实现zvs。
根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现zvs的条件为
ilrx(max)>-i1(t)＋ix（25）
则辅助支路电感lrx为
lrx=?（27）
2 实验结果
利用以上分析应用于一48v/6v实验电路，该电路的主要数据为：
1）输入直流电压vin=48v；
2）输出直流电压vo=6v；
3）满载输出电流io(max)=40a；
4）主电路开关频率fs=50khz；
5）死区时间td=200ns；
6）变压器变比n=10∶2；
7）变压器漏感llk=2.2μh；
8）主开关管采用irf530，输出结电容coss=215pf。
根据以上分析，利用式（23）～式（27），辅助谐振支路的参数为
lrx=50μh，crx=5μh
图5，图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压vds和驱动电压vgs的实验波形。由图可见，开关管在全部负载范围内实现了零电压开关。
图5 空载状态滞后臂下管实验波形（io=0.05a）
图6 临界状态滞后臂下管实验波形(io=12.5a)
图7 满载状态滞后臂下管实验波形(io=40a)
3 结语
本文所讨论的改进型全桥移相zvs-pwm dc/dc变换器不仅保持了全桥移相pwm电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点，而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关。同时，辅助支路是无源的，容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。
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