数字还是模拟？I和Q应该如何合并和分离？
i和q应该如何结合？通过模拟或数字方式？本文将讨论模拟和数字 iq 方法的基础知识。
模拟 iq 调制器（用于发射器）和 iq 解调器（用于接收器）已经使用了几十年（[1] 至 [3]）。
最近，推出了新的a / d和d / a转换器，可以直接在1至4 ghz的频率下采样if;在第 2、3 和 4 奈奎斯特区采样（[4] 至 [7]）。这些与更高速的数字逻辑相结合，允许以数字方式（[8]至[21]）完成合并（对于a / d）和分离（对于d / a）。如图1（a）（调制器）和图1（b）（解调器）所示，数据转换器（dac或adc）位于“d”位置。
图 1（a）.
调制器
图 1（b）.
解调器
另一方面，集成模拟i、q合路器和分离器在i和q路径之间具有非常好的匹配，解决了模拟执行这些过程的一些异议。模拟技术还需要两倍于if直接采样的数据转换器（a/d或d/as），但它们以较低的采样速率运行;因此，它们更便宜且需要更少的功率。如图1（a）（对于调制器）和图1（b）（对于解调器）所示，数据转换器（dac或adc）位于“a”位置。
笔者开始思考这个问题。他在几个 linkedin 群组中征求意见，并获得了有价值的答案。经致谢者同意，现致谢如下。他还找到了关于这些功能的现代集成电路 (ic) 属性的所有信息，以及为这些 ic 确定的任何性能要求的结果。由此，他试图得出任何可以得出的一般性结论来回答这个问题； “iq 调制和解调应该模拟还是数字方式完成？”
模拟智商方法
模拟 iq 方法已经存在了几十年（[1] 到 [3]）。任何 if 或 rf 信号都可以表示为
r(t) = i(t)cos(2πft) +q(t)sin(2πft)
其中 f 是载波频率，i(t) 称为同相分量，q(t) 称为正交分量。模拟 iq 调制器采用基带信号 i(t) 和 q(t) 并形成 r(t)。如图 1(a) 所示，dac 位于位置 a。模拟 iq 解调器将输入 r(t)，并形成 i(t) 和 q(t)。如图 1(b) 所示，dac 位于位置 a。
模拟方法的一个关键问题是保持两条路径的增益相同，相位差恰好为 90º。有时会因为这些要求而忽略两个低通滤波器。对于具有显着信号能量的所有频率，它们应该精确增益和相位匹配。这些要求的更精确的量化，以及与它们的偏差造成的损害，将在后面的文章中显示。
数字智商方法
高速数据转换器（dac 和 adc）的最新发展使人们通过数字方式实现 iq 调制器和解调器功能来避免模拟 iq 方法部分中讨论的 iq 不平衡问题，其中增益和相位可以在没有错误（[5]、[8] 到 [21]）。对于调制器情况，输出端有一个高速 dac，如图 1(a) 所示，dac 位于位置 d。对于解调器情况，输入端有一个高速 adc，如图 1(a) 所示图 1(b) 中 adc 在位置 b。
通常，这些数字方法利用混叠效应，使用所谓的带通采样（[22] 至 [24]。[24a]，[24b]）。图 2(a) 显示了及时采样的波形。图 2(b) 显示了未采样和采样信号的频谱。 adc 的采样时钟执行与 rf 混频器中的本地振荡器相同的功能。对于 adc，模拟滤波器只能允许一个奈奎斯特区中的信号通过，并且这种混频操作可用于将该奈奎斯特区中的信号下变频至基带。
图 2(a)。
时域采样
图 2(b)。
未采样和采样信号的频谱
对于 dac，可以及时对输出进行整形，以提高更高频率下的性能。
图 3(a) 显示了“正常”或“不归零”(nrz) dac 输出。在每个样本之后，输出保持不变，直到下一个样本。模拟频谱如图 3(b) 所示。
图 3(a)。
时域采样
图 3(b)。
图 4(a) 显示了“归零”(rz) dac 输出。每次采样后，输出在半个采样周期内保持不变，然后变为零。这会增加第二奈奎斯特区的幅度，如图 4(b) 所示。
图 4(a)。
时域采样
图 4(b)。
图5（a）显示了“混合”或“rf”dac输出。每个采样后，输出在半个采样周期内保持不变，然后变为负值。这与混频器的操作相同，混频器使用本振波形的两个极性。如图5（b）所示的模拟频谱在第二奈奎斯特区具有更大的幅度。通过上述任何方法创建波形后，必须使用低通或带通滤波器滤除所需频率，以消除可能存在的任何不需要的混叠和杂散响应。
图 5（a）.
时域采样
图 5（b）.
数字方法避免了正交不平衡的任何问题。然而，由于量化和采样效应，所有数据转换器都有其不希望的传递。其中一些效果将在下一篇文章中展示。与模拟iq网络相比，这些高速数据转换器的成本和功耗要求通常也很高。
确认
当本报告中提到的问题首次出现在作者的脑海中时，他通过一些linkedin团体征求意见。收到了一些有用的答复。允许使用其个人信息的人是;gary kaatz，khaled sayed（consultix-egypt），dieter joos（安森美半导体）和jaideep bose（asmaitha wireless technologies）。作者还感谢他的妻子伊丽莎白，她可能想知道她的丈夫在做什么;他隐居在家庭办公室里，做着他显然没有得到报酬的工作。
引用
以下参考资料将用于本系列中的每篇文章。
模拟 iq 调制器和解调器：一般说明
[1] 翁寿贤;沈车浩;hong-yeh chang，“用于微波和毫米波千兆位应用的宽调制带宽双向cmos iq调制器/解调器”，微波集成电路会议（eumic），2012年第7届欧洲，第8，11卷，2012年10月29-30日
[2] 埃蒙·纳什;“纠正 iq 调制器中的缺陷以提高射频信号保真度”;adi公司应用笔记an-1039;2009
[3] 佚名;“基于iq解调器的中频至基带接收器，具有中频和基带可变增益以及可编程基带滤波”;adi公司电路笔记cn-0320;2013
高速数据转换器（dac和adc）;基本信息
[4] 贾斯汀·芒森;“了解高速dac测试和评估”;adi公司应用笔记an-928;2013
[5] 恩格尔;法格;toledano， a， “rf 数模转换器可实现通信信号的直接合成”，通信杂志，ieee，第 50 卷，第 10 期，第 108、116 页，2012 年 10 月
[6] 克里斯·皮尔森;“高速数模转换器基础知识”;德州仪器应用报告 slaa523a;2012
[7] 亚历克斯·阿兰茨、布拉德·布兰农和罗伯·里德;“了解高速adc测试和评估”;adi公司应用笔记an-835，2010年。
数字 iq 调制器和解调器
[8] 萨缪利;wong，bc，“用于数字无线电应用的高速全数字正交调制器和解调器的vlsi架构”，通信精选领域，ieee journal on，vol.8，no.8，pp.1512，1519，1990年10月
[9] 黄，不列颠哥伦比亚省;samueli， h.，“用于数字无线电应用的 1.2 nm cmos 中的 200 mhz 全数字 qam 调制器和解调器”，固态电路，ieee journal of，vol.26，no.12，pp.1970，1980，dec 1991
[10] 肯·詹蒂莱;“数字正交调制器增益”;adi公司应用笔记an-924;2009
[11] 卢·kuo， j.b.， “适用于低电源电压和高速流水线系统操作的 1.5v cmos 全 n 逻辑真单相自举动态逻辑电路，” 电路和系统 ii： 模拟和数字信号处理， ieee transactions on， vol.46， no.5， pp.628，631， may 1999
[12] 万卡;索马雷克;凯托拉;泰卡里，我;哈洛宁a i，“具有片上 d/a 转换器的数字正交调制器”，固态电路，ieee journal of，vol.38， no.10， pp.1635， 1642， oct. 2003
[13] 吴彦林;傅登伟;willson， a， “采用 0.25 nm cmos 的 415 mhz 直接数字正交调制器”， 定制集成电路会议， ieee 2003 会议记录， vol.， no.， pp.287，290， 2003 年 9 月 21-24 日
[14] 索马雷克;万卡;凯托拉;林德伯格;halonen，k.，“带带通三角积分调制器的数字调制器”，固态电路会议，2004 年。esscirc 2004.第30届欧洲会议记录，第159、162页，2004年9月21-23日
[15] 林，p.f.;卢·kuo， j.b.， “a cmos 正交调制器用于无线通信 ic，” 电路与系统 i： 基础理论与应用， ieee transactions on， vol.44， no.6， pp.559， 561， jun 1997
[16] 帕里克;巴尔萨拉;eliezer，o.e.，“所有基于数字正交调制器的宽带无线发射器”，电路和系统 i：常规论文，ieee transactions on，vol.56，no.11，pp.2487，2497，2009年11月
[17] 阿拉维;斯塔谢夫斯基;德弗里德;long， j.r.， “a wideband13-bit all-digital i/q rf-dac，” microwave theory and techniques， ieee transactions on， vol.62， no.4， pp.732， 752， april 2014
[18] 英科尔，罗伯特和萨珀，罗恩;“用于雷达esm应用的数字正交调制器”加拿大国防研究机构渥太华技术说明92-10;1992
[19] 齐奥梅克;corredoura，p.，“数字i/q解调器”，粒子加速器会议，1995年，1995年论文集，第4卷，第2663，2665页，第4卷，1-5 1995年5月
[20] 何国昌;陈玉涛;inkol，r.，“数字正交解调系统”，航空航天和电子系统，ieee transactions on ，vol.32，no.4，pp.1218，1227，1996年10月
[21] 布拉沃;cruz-roldan，f.，“用于数字无线电接收器的四相混合数字正交解调器”，电路和系统 ii：模拟和数字信号处理，ieee transactions on，vol.50，no.12，pp.1011，1015，2003年12月
带通采样（修订版.04将“次谐波采样”改为“带通采样”）
[22] 帕西宁;马贡;朗，s.i;porra，veikko，“用于信号下变频的 2-ghz 次谐波采样器”，微波理论与技术，ieee transactions on，vol.45，no.12，pp.2344，2351，dec 1997
[23] 詹森，理学士;施密德尔·索比亚尔格;北卡罗来纳州斯库;krozer，v.，“下一代rfi抑制极化l波段辐射计的紧凑型前端原型”，微波会议，2009年。欧盟千年会议 2009.欧洲，卷，第1626页，1629年，2009年9月29日至2009年10月1日
[24] 艾哈迈德;萨阿德·埃尔·迪恩;里维兰德;内沃;巴拉托;nebus，j.m.，“使用采样保持放大器应用于高功率gan器件脉冲rf表征的时域测量系统”，微波研讨会文摘（mtt），2011 ieee mtt-s international，vol.，no.，pp.1，4，2011年6月5-10日
[24a] 阿科斯;斯托克马斯特;徐建华;caschera， j.， “多个不同射频信号的直接带通采样，” communications， ieee transactions on ， vol.47， no.7， pp.983，988， jul 1999
[24b]曾庆祥； sun-chung chou，“使用带通采样对多个 rf 信号进行直接下变频”，communications，2003 年。icc '03。 ieee 国际会议，第 3 卷，第 2003 年，2007 年第 3 卷，2003 年 5 月 11-15 日
智商失衡的影响，不建议补偿或剥削
[25] 洛佩兹-马丁内斯，fj； martos-naya, e.；巴黎，jf； jt entrambasaguas，“存在 iq 失衡和 icsi 时 ofdm 系统的精确闭式 ber 分析”，无线通信，ieee 汇刊，第 10 卷，第 6 期，1914 年第 1922 页，2011 年 6 月
[26] 邹亚宁;瓦尔卡马，m。 renfors, m.，“i/q 不平衡下时空编码的 mimo-ofdm 系统的性能分析”，声学、语音和信号处理，2007 年。icassp 2007。ieee 国际会议，第 3 卷，第 3 期，第 3 页。 iii-341、iii-344，2007 年 4 月 15-20 日
[27] chia-liang liu，“i/q 不平衡对 qpsk-ofdm-qam 检测的影响”，consumer electronics，ieee transactions on，vol.44，no.3，pp.984， 989，aug 1998
[28] heung-gyoon ryu，“瑞利衰落信道中ofdm通信与智商失衡的多样性效应”，通信软件和网络，2010.iccsn '10。第二届国际会议，第489、493页，2010年2月26-28日
[29] 斯特罗特;“精确测量i/q调制器中的相位和延迟误差”;凌力尔特应用笔记 102;an102-1;2005年10月
7.6 智商失衡的影响，补偿或剥削
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[32] 纳拉西姆汉;纳拉亚南;明恩;al-dhahir，n.，“移动 mimo-ofdm 中联合 tx/rx i/q 不平衡的降低复杂性基带补偿”，无线通信，ieee transactions on ，vol.9，no.5，pp.1720，1728，2010 年 5 月
[33] 奥兹德米尔;哈米拉;al-dhahir，n.，“多波束成形 {ofdm} 收发器中的 i/q 不平衡：sinr 分析和数字基带补偿”，通信，ieee transactions on，第 61 卷，第 5 期，第 1914 页，1925 年，2013 年 5 月
[34] 稻森;博斯塔曼;真田，y.;minami， h.，“存在直接转换接收器的频率偏移和动态直流偏移下的 iq 不平衡补偿方案”，无线通信，ieee transactions on ，vol.8，no.5，pp.2214，2220，2009 年 5 月
[35] 塔里加特;sayed， ah.， “mimo ofdm 接收器用于具有 iq 不平衡的系统，” 信号处理， ieee transactions on ， vol.53， no.9， pp.35833596， sept. 2005
[36] 林海;yamashita， k.，“ofdm 系统中基于子载波分配的载波频率偏移和 i/q 不平衡补偿”，无线通信，ieee transactions on，vol.8，no.1，pp.18，23，2009 年 1 月
7.7 对基带dac和adc的要求
[37] 钟素诺元;李承允;kyu-ho park，“一种节能的ofdm超宽带数字无线电架构”，信号处理系统，2004年。sips 2004.ieee研讨会，第211、216页，2004年10月13-15日
对射频dac和adc的要求;和射频非线性
[38] 德马特奥·加西亚;armada，ag.，“带通σ-δ调制对ofdm信号的影响”，消费电子，ieee transactions on ，vol.45，no.2，pp.318，326，1999年5月
[39] 毛雷尔;舍尔姆鲍尔;普雷特尔;斯普林格;阿德勒;布斯，z.;weigel，r.，“接收器前端非线性对w-cdma信号的影响”，微波会议，2000年亚太地区，第249，252，2000页
[40] 裴北;申昌勇;powers，e.j.，“在非线性存在的情况下具有选定映射的 ofdm 系统的性能分析”，无线通信，ieee transactions on ，vol.12，no.5，pp.2314，2322，2013 年 5 月
[41] 马希姆·兰詹;larson， l.e.， “超宽带 ofdm 接收器前端的失真分析”， 微波理论与技术， ieee transactions on， vol.54， no.12， pp.4422， 4431， dec. 2006
7.9 lte高级载波聚合;宽带频谱要求。
[42] 佩德森;弗雷德里克森;罗莎;阮华;加西亚，lgu;yuanye wang，“lte-advanced的载波聚合：功能和性能方面”，通信杂志，ieee，第49卷，第6期，第89，95页，2011年6月
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模拟 iq 调制器（用于发射器）和 iq 解调器（用于接收器）已经使用了几十年（[1] 至 [3]）。
最近，推出了新的a / d和d / a转换器，可以直接在1至4 ghz的频率下采样if;在第 2、3 和 4 奈奎斯特区采样（[4] 至 [7]）。这些与更高速的数字逻辑相结合，允许以数字方式（[8]至[21]）完成合并（对于a / d）和分离（对于d / a）。如图1（a）（调制器）和图1（b）（解调器）所示，数据转换器（dac或adc）位于“d”位置。
图 1（a）.
调制器
图 1（b）.
解调器
另一方面，集成模拟i、q合路器和分离器在i和q路径之间具有非常好的匹配，解决了模拟执行这些过程的一些异议。模拟技术还需要两倍于if直接采样的数据转换器（a/d或d/as），但它们以较低的采样速率运行;因此，它们更便宜且需要更少的功率。如图1（a）（对于调制器）和图1（b）（对于解调器）所示，数据转换器（dac或adc）位于“a”位置。
笔者开始思考这个问题。他在几个 linkedin 群组中征求意见，并获得了有价值的答案。经致谢者同意，现致谢如下。他还找到了关于这些功能的现代集成电路 (ic) 属性的所有信息，以及为这些 ic 确定的任何性能要求的结果。由此，他试图得出任何可以得出的一般性结论来回答这个问题； “iq 调制和解调应该模拟还是数字方式完成？”
模拟智商方法
模拟 iq 方法已经存在了几十年（[1] 到 [3]）。任何 if 或 rf 信号都可以表示为
r(t) = i(t)cos(2πft) +q(t)sin(2πft)
其中 f 是载波频率，i(t) 称为同相分量，q(t) 称为正交分量。模拟 iq 调制器采用基带信号 i(t) 和 q(t) 并形成 r(t)。如图 1(a) 所示，dac 位于位置 a。模拟 iq 解调器将输入 r(t)，并形成 i(t) 和 q(t)。如图 1(b) 所示，dac 位于位置 a。
模拟方法的一个关键问题是保持两条路径的增益相同，相位差恰好为 90º。有时会因为这些要求而忽略两个低通滤波器。对于具有显着信号能量的所有频率，它们应该精确增益和相位匹配。这些要求的更精确的量化，以及与它们的偏差造成的损害，将在后面的文章中显示。
数字智商方法
高速数据转换器（dac 和 adc）的最新发展使人们通过数字方式实现 iq 调制器和解调器功能来避免模拟 iq 方法部分中讨论的 iq 不平衡问题，其中增益和相位可以在没有错误（[5]、[8] 到 [21]）。对于调制器情况，输出端有一个高速 dac，如图 1(a) 所示，dac 位于位置 d。对于解调器情况，输入端有一个高速 adc，如图 1(a) 所示图 1(b) 中 adc 在位置 b。
通常，这些数字方法利用混叠效应，使用所谓的带通采样（[22] 至 [24]。[24a]，[24b]）。图 2(a) 显示了及时采样的波形。图 2(b) 显示了未采样和采样信号的频谱。 adc 的采样时钟执行与 rf 混频器中的本地振荡器相同的功能。对于 adc，模拟滤波器只能允许一个奈奎斯特区中的信号通过，并且这种混频操作可用于将该奈奎斯特区中的信号下变频至基带。
图 2(a)。
时域采样
图 2(b)。
未采样和采样信号的频谱
对于 dac，可以及时对输出进行整形，以提高更高频率下的性能。
图 3(a) 显示了“正常”或“不归零”(nrz) dac 输出。在每个样本之后，输出保持不变，直到下一个样本。模拟频谱如图 3(b) 所示。
图 3(a)。
时域采样
图 3(b)。
图 4(a) 显示了“归零”(rz) dac 输出。每次采样后，输出在半个采样周期内保持不变，然后变为零。这会增加第二奈奎斯特区的幅度，如图 4(b) 所示。
图 4(a)。
时域采样
图 4(b)。
图5（a）显示了“混合”或“rf”dac输出。每个采样后，输出在半个采样周期内保持不变，然后变为负值。这与混频器的操作相同，混频器使用本振波形的两个极性。如图5（b）所示的模拟频谱在第二奈奎斯特区具有更大的幅度。通过上述任何方法创建波形后，必须使用低通或带通滤波器滤除所需频率，以消除可能存在的任何不需要的混叠和杂散响应。
图 5（a）.
时域采样
图 5（b）.
数字方法避免了正交不平衡的任何问题。然而，由于量化和采样效应，所有数据转换器都有其不希望的传递。其中一些效果将在下一篇文章中展示。与模拟iq网络相比，这些高速数据转换器的成本和功耗要求通常也很高。
确认
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引用
以下参考资料将用于本系列中的每篇文章。
模拟 iq 调制器和解调器：一般说明
[1] 翁寿贤;沈车浩;hong-yeh chang，“用于微波和毫米波千兆位应用的宽调制带宽双向cmos iq调制器/解调器”，微波集成电路会议（eumic），2012年第7届欧洲，第8，11卷，2012年10月29-30日
[2] 埃蒙·纳什;“纠正 iq 调制器中的缺陷以提高射频信号保真度”;adi公司应用笔记an-1039;2009
[3] 佚名;“基于iq解调器的中频至基带接收器，具有中频和基带可变增益以及可编程基带滤波”;adi公司电路笔记cn-0320;2013
高速数据转换器（dac和adc）;基本信息
[4] 贾斯汀·芒森;“了解高速dac测试和评估”;adi公司应用笔记an-928;2013
[5] 恩格尔;法格;toledano， a， “rf 数模转换器可实现通信信号的直接合成”，通信杂志，ieee，第 50 卷，第 10 期，第 108、116 页，2012 年 10 月
[6] 克里斯·皮尔森;“高速数模转换器基础知识”;德州仪器应用报告 slaa523a;2012
[7] 亚历克斯·阿兰茨、布拉德·布兰农和罗伯·里德;“了解高速adc测试和评估”;adi公司应用笔记an-835，2010年。
数字 iq 调制器和解调器
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[10] 肯·詹蒂莱;“数字正交调制器增益”;adi公司应用笔记an-924;2009
[11] 卢·kuo， j.b.， “适用于低电源电压和高速流水线系统操作的 1.5v cmos 全 n 逻辑真单相自举动态逻辑电路，” 电路和系统 ii： 模拟和数字信号处理， ieee transactions on， vol.46， no.5， pp.628，631， may 1999
[12] 万卡;索马雷克;凯托拉;泰卡里，我;哈洛宁a i，“具有片上 d/a 转换器的数字正交调制器”，固态电路，ieee journal of，vol.38， no.10， pp.1635， 1642， oct. 2003
[13] 吴彦林;傅登伟;willson， a， “采用 0.25 nm cmos 的 415 mhz 直接数字正交调制器”， 定制集成电路会议， ieee 2003 会议记录， vol.， no.， pp.287，290， 2003 年 9 月 21-24 日
[14] 索马雷克;万卡;凯托拉;林德伯格;halonen，k.，“带带通三角积分调制器的数字调制器”，固态电路会议，2004 年。esscirc 2004.第30届欧洲会议记录，第159、162页，2004年9月21-23日
[15] 林，p.f.;卢·kuo， j.b.， “a cmos 正交调制器用于无线通信 ic，” 电路与系统 i： 基础理论与应用， ieee transactions on， vol.44， no.6， pp.559， 561， jun 1997
[16] 帕里克;巴尔萨拉;eliezer，o.e.，“所有基于数字正交调制器的宽带无线发射器”，电路和系统 i：常规论文，ieee transactions on，vol.56，no.11，pp.2487，2497，2009年11月
[17] 阿拉维;斯塔谢夫斯基;德弗里德;long， j.r.， “a wideband13-bit all-digital i/q rf-dac，” microwave theory and techniques， ieee transactions on， vol.62， no.4， pp.732， 752， april 2014
[18] 英科尔，罗伯特和萨珀，罗恩;“用于雷达esm应用的数字正交调制器”加拿大国防研究机构渥太华技术说明92-10;1992
[19] 齐奥梅克;corredoura，p.，“数字i/q解调器”，粒子加速器会议，1995年，1995年论文集，第4卷，第2663，2665页，第4卷，1-5 1995年5月
[20] 何国昌;陈玉涛;inkol，r.，“数字正交解调系统”，航空航天和电子系统，ieee transactions on ，vol.32，no.4，pp.1218，1227，1996年10月
[21] 布拉沃;cruz-roldan，f.，“用于数字无线电接收器的四相混合数字正交解调器”，电路和系统 ii：模拟和数字信号处理，ieee transactions on，vol.50，no.12，pp.1011，1015，2003年12月
带通采样（修订版.04将“次谐波采样”改为“带通采样”）
[22] 帕西宁;马贡;朗，s.i;porra，veikko，“用于信号下变频的 2-ghz 次谐波采样器”，微波理论与技术，ieee transactions on，vol.45，no.12，pp.2344，2351，dec 1997
[23] 詹森，理学士;施密德尔·索比亚尔格;北卡罗来纳州斯库;krozer，v.，“下一代rfi抑制极化l波段辐射计的紧凑型前端原型”，微波会议，2009年。欧盟千年会议 2009.欧洲，卷，第1626页，1629年，2009年9月29日至2009年10月1日
[24] 艾哈迈德;萨阿德·埃尔·迪恩;里维兰德;内沃;巴拉托;nebus，j.m.，“使用采样保持放大器应用于高功率gan器件脉冲rf表征的时域测量系统”，微波研讨会文摘（mtt），2011 ieee mtt-s international，vol.，no.，pp.1，4，2011年6月5-10日
[24a] 阿科斯;斯托克马斯特;徐建华;caschera， j.， “多个不同射频信号的直接带通采样，” communications， ieee transactions on ， vol.47， no.7， pp.983，988， jul 1999
[24b]曾庆祥； sun-chung chou，“使用带通采样对多个 rf 信号进行直接下变频”，communications，2003 年。icc '03。 ieee 国际会议，第 3 卷，第 2003 年，2007 年第 3 卷，2003 年 5 月 11-15 日
智商失衡的影响，不建议补偿或剥削
[25] 洛佩兹-马丁内斯，fj； martos-naya, e.；巴黎，jf； jt entrambasaguas，“存在 iq 失衡和 icsi 时 ofdm 系统的精确闭式 ber 分析”，无线通信，ieee 汇刊，第 10 卷，第 6 期，1914 年第 1922 页，2011 年 6 月
[26] 邹亚宁;瓦尔卡马，m。 renfors, m.，“i/q 不平衡下时空编码的 mimo-ofdm 系统的性能分析”，声学、语音和信号处理，2007 年。icassp 2007。ieee 国际会议，第 3 卷，第 3 期，第 3 页。 iii-341、iii-344，2007 年 4 月 15-20 日
[27] chia-liang liu，“i/q 不平衡对 qpsk-ofdm-qam 检测的影响”，consumer electronics，ieee transactions on，vol.44，no.3，pp.984， 989，aug 1998
[28] heung-gyoon ryu，“瑞利衰落信道中ofdm通信与智商失衡的多样性效应”，通信软件和网络，2010.iccsn '10。第二届国际会议，第489、493页，2010年2月26-28日
[29] 斯特罗特;“精确测量i/q调制器中的相位和延迟误差”;凌力尔特应用笔记 102;an102-1;2005年10月
7.6 智商失衡的影响，补偿或剥削
[30] 塔里加特;sayed， ah， “ofdm 系统中发射器和接收器损伤的联合补偿”，无线通信，ieee transactions on， vol.6， no.1， pp.240， 247， jan. 2007
[31] 马雷，穆罕默德;steendam，heidi，“存在 iq 不平衡的情况下 bicm-ofdma 上行链路异步系统的新型数据检测和信道估计算法”，无线通信，ieee transactions on ，vol.13，no.5，pp.2706，2716，2014 年 5 月
[32] 纳拉西姆汉;纳拉亚南;明恩;al-dhahir，n.，“移动 mimo-ofdm 中联合 tx/rx i/q 不平衡的降低复杂性基带补偿”，无线通信，ieee transactions on ，vol.9，no.5，pp.1720，1728，2010 年 5 月
[33] 奥兹德米尔;哈米拉;al-dhahir，n.，“多波束成形 {ofdm} 收发器中的 i/q 不平衡：sinr 分析和数字基带补偿”，通信，ieee transactions on，第 61 卷，第 5 期，第 1914 页，1925 年，2013 年 5 月
[34] 稻森;博斯塔曼;真田，y.;minami， h.，“存在直接转换接收器的频率偏移和动态直流偏移下的 iq 不平衡补偿方案”，无线通信，ieee transactions on ，vol.8，no.5，pp.2214，2220，2009 年 5 月
[35] 塔里加特;sayed， ah.， “mimo ofdm 接收器用于具有 iq 不平衡的系统，” 信号处理， ieee transactions on ， vol.53， no.9， pp.35833596， sept. 2005
[36] 林海;yamashita， k.，“ofdm 系统中基于子载波分配的载波频率偏移和 i/q 不平衡补偿”，无线通信，ieee transactions on，vol.8，no.1，pp.18，23，2009 年 1 月
7.7 对基带dac和adc的要求
[37] 钟素诺元;李承允;kyu-ho park，“一种节能的ofdm超宽带数字无线电架构”，信号处理系统，2004年。sips 2004.ieee研讨会，第211、216页，2004年10月13-15日
对射频dac和adc的要求;和射频非线性
[38] 德马特奥·加西亚;armada，ag.，“带通σ-δ调制对ofdm信号的影响”，消费电子，ieee transactions on ，vol.45，no.2，pp.318，326，1999年5月
[39] 毛雷尔;舍尔姆鲍尔;普雷特尔;斯普林格;阿德勒;布斯，z.;weigel，r.，“接收器前端非线性对w-cdma信号的影响”，微波会议，2000年亚太地区，第249，252，2000页
[40] 裴北;申昌勇;powers，e.j.，“在非线性存在的情况下具有选定映射的 ofdm 系统的性能分析”，无线通信，ieee transactions on ，vol.12，no.5，pp.2314，2322，2013 年 5 月
[41] 马希姆·兰詹;larson， l.e.， “超宽带 ofdm 接收器前端的失真分析”， 微波理论与技术， ieee transactions on， vol.54， no.12， pp.4422， 4431， dec. 2006
7.9 lte高级载波聚合;宽带频谱要求。
[42] 佩德森;弗雷德里克森;罗莎;阮华;加西亚，lgu;yuanye wang，“lte-advanced的载波聚合：功能和性能方面”，通信杂志，ieee，第49卷，第6期，第89，95页，2011年6月
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