LED驱动器设计的改进型CMOS误差放大器技术
led驱动器设计的改进型cmos误差放大器技术
现代便携式数码设备离不开显示器，而作为显示器背光源的白光led(发光二极管)在很多方面(比如使用寿命，能耗)都有着优于传统ccfl(cold cathode fluorescent lamps，冷阴极荧光灯)数倍甚至数十倍的性能，所以，由它作为显示器背光已成为一种趋势。
由于白光led的亮度受其驱动电流影响较大，因此设计稳定电流的驱动器一直是一个技术热点，其中的一种方法是采用串联式的连接led方式，这种方式结构复杂，而且需要电感，因此会产生emi，且占用芯片面积大，成本高；另一种方式是采用电荷泵提供并联的几路恒定电流，这种方式无需电感，所以不会出现第一种方式的emi等问题。本文所述的ea就是用于此种电荷泵的led驱动器，它可保证充电电流恒定以实现低噪声工作。
ea作为一种基本的集成电路(ic)模拟电路单元，以其高精准的电压基准、低噪声、高的电源噪声抑制比(psrr)和高的共模抑制比(cmrr)。而被广泛用在了模数转换器adc、数模转换器dac、ldo驱动器、及射频电路中。文中设计了一款用于电荷泵的新型ea，与以前出现的ea相比，该ea的特点如下：
1)误差放大器的输入级电源由电荷泵的稳定输出偏置，而非不断下降的，从而保证了供电的稳定性；
2)引入动态补偿电路，以保证频率特性，同时降低了成本，传统的方法是用外接电容和其等效串连电阻进行频率补偿；
3)电容中的弥勒电容不但补偿了频率，还进一步改善了电路的psrr性能；
4)一些附加电路，如：启动电路、负载电流采样、过流保护等可进一步提高整个电路的精度。
1电路设计
该改进型误差放大器的电路以及一些附加电路和反馈电路如图1所示，为了方便分析，图中把各个功能模块用虚线划开。
1.1误差放大器
此电路的核心是一个高增益大psrr的跨导运算放大器(ota)，其它包含一级放大器gml，二级放大器gin2，和一个频率补偿电路。其中gml是差分输入的基本对称ota，它将从正端和负端分别反馈回来的基准电压和vout分压信号放大。偏置电流模块由m7、m8、m11、m12、m13、m14、m15以及r3组成。偏置电流i0是i3的两倍，由基准电压vref、nmos管m15的阈值电压和r3来设定。而m7和m8的源端都接到电荷泵的输出vout，因此可以通过设定m7、m8使误差放大器在vout达到某个值(如3.6 v)时才工作。同时这一部分还会产生一个sn信号来启动过流保护单元，并提供偏置。gm1的输出级是一个电流放大结构，由m3、m6、m9和m10构成，放大比例为3：1，即： (w／l)6：(w／l) 5=(w／l)4：(w／l)3=3：1，其中w和l分别是晶体管的宽和长。这个比例是在折衷考虑增益带宽、相位余量和输出噪声后得到的。
第二级放大电路的增益gm2主要用来增加电路的开环增益，并减小误差放大器的输出阻抗，从而增大带宽。它是一个反相放大器，由m20和m21组成，两个管子都有较大的宽长比。频率补偿电路中m16和m20的宽长比决定了电路的低频开环增益。
为了改善电路的频率特性，本设计中运用了两种补偿电路。一个是动态频率补偿电路，如图1中的由开关电阻和mos管寄生电容组成的rc网络，它可以通过去采样负载电流来改变mos管的工作点，即：通过改变开关电阻和mos管寄生电容的值来实现动态补偿。由于其零极点频率会随负载电流的增加(减小)而增加(减小)，因此，电荷泵单位增益频率(ugf)在负载变化时基本保持不变，这就保证了电荷泵在全负载范围内能够稳定工作。图1中的动态频率补偿电路包括m16、m17、m18、m19和c2，其中，m16、m18和c2不仅仅是放大器gml的负载，同时还有频率补偿的功能。这里将m18的栅面积设计得很大，用以产生一个大的寄生电容。电流采样电路中的m31和m19组成一个镜像电流源，设计它们的w／l比为1：5。通过晶体管工作基本原理可知，m18的栅压vgm18为：
从上式可以清楚的看到vgm18和is的关系(采样电流，这里is≈igm／3000)，即：vgm18随着igm变化。也就是说rc动态补偿网将会随着igm的变化而变化。
电路中的另外一个频率补偿用到了第一和第二级放大器之间的电容c1，反馈从输出引入，这种方法同时增大了电路的psrr。
1.2其它功能模块
另外，在设计本电路时，还应当设计一些其它的功能模块，包括：启动电路、电流采样、过流保护等电路。
不同于传统方法，本设计将gml差分输入的电源偏置连接在电荷泵的输出电压vout上，而不是vin，这就使得此偏置电压非常稳定，其原因在于vout的纹波很小，而且噪声极低。
然而，这种设计也会产生一个问题，即：vout在系统上电之初为零，而此时ea又不工作，使得整个电路无法工作，所以，需要增加一个启动单元，以使系统在刚上电时就可使电荷泵工作，从而使vout上升，当vout增大到阈值时，ea开始工作。当电路启动起来以后，电荷泵驱动电压则由ea输出控制m22、r4和m24使能开启电路，而m23、m25、m26和r5将其关断。
系统中的电流采样电路采取一个与igm成正比的小电流is，此电路由m27、m28、m29和m30组成。应将m27的栅极和电荷泵中电流镜的栅极相连接，可将采样比例设定为1：3000。其采样原理如下：
由于基准电路提供的是一个非常小的偏置电流(大概1μa)，那么m28的栅源电压vgs也就很小，差不多就是其阈值电压。而m29的宽长比w／l被设计得很大，那么采样电流is就很小，则m29的栅源电压vgs也很小，因此，m27和电荷泵中开关管的vdrain差不多大小。其过流保护电路包含m32、m33和m34。这里，m34和电流采样电路的m31相互镜像。它是通过采样电流is来控制电荷泵中开关管的栅极电压，因此限制了最大值。在正常范围内，is很小，m32和m34一起驱动，m33的vgate为高，过流保护单元不工作。当igm增加时，m34的vdrain(或者m33的vgate)将慢慢减小。当增大到某个值时，m33完全导通，反馈回路将vdriver限制在某个值，从而限制igm，实现过流保护功能。m32、m33和m34的尺寸在设计时应注意匹配。限流工作时，电路形成一个反馈回路，c3作为弥勒补偿以使限定电流稳定。
2 仿真结果
为了评估所设计电路的性能，本系统利用hynix 0.5μm cmos工艺进行仿真。图2给出了hspice仿真在不同电源电压下频率与增益的比较结果，仿真结果表明在很宽的频率范围内．增益超过60 db。
不同电源电压下psrr与频率的关系及不同igm下cmrr与频率的关系分别在图3和图4中给出。结果表明，该电路的psrr和cmrr分别可达到65 db和70 db。
为了进一步测定设计的可用性，这里还绘制了一个用到该ea的恒流电荷泵版图，如图5所示，以便开展后续工作。
3 结束语
本文基于对称ota结构，设计了一款用于低噪声恒流电荷泵的误差放大器ea，即在传统的设计基础上引入了动态频率补偿及弥勒补偿。新设计的ea不仅降低了输出波纹及噪声，而且改善了稳定性。从电路分析和仿真结果可以看到在100 hz～10 mhz频率范围内，其增益高达60 db，psrr为65 db，而cmrr则高达70 db，系统达到了较高的性能。
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ea作为一种基本的集成电路(ic)模拟电路单元，以其高精准的电压基准、低噪声、高的电源噪声抑制比(psrr)和高的共模抑制比(cmrr)。而被广泛用在了模数转换器adc、数模转换器dac、ldo驱动器、及射频电路中。文中设计了一款用于电荷泵的新型ea，与以前出现的ea相比，该ea的特点如下：
1)误差放大器的输入级电源由电荷泵的稳定输出偏置，而非不断下降的，从而保证了供电的稳定性；
2)引入动态补偿电路，以保证频率特性，同时降低了成本，传统的方法是用外接电容和其等效串连电阻进行频率补偿；
3)电容中的弥勒电容不但补偿了频率，还进一步改善了电路的psrr性能；
4)一些附加电路，如：启动电路、负载电流采样、过流保护等可进一步提高整个电路的精度。
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该改进型误差放大器的电路以及一些附加电路和反馈电路如图1所示，为了方便分析，图中把各个功能模块用虚线划开。
1.1误差放大器
此电路的核心是一个高增益大psrr的跨导运算放大器(ota)，其它包含一级放大器gml，二级放大器gin2，和一个频率补偿电路。其中gml是差分输入的基本对称ota，它将从正端和负端分别反馈回来的基准电压和vout分压信号放大。偏置电流模块由m7、m8、m11、m12、m13、m14、m15以及r3组成。偏置电流i0是i3的两倍，由基准电压vref、nmos管m15的阈值电压和r3来设定。而m7和m8的源端都接到电荷泵的输出vout，因此可以通过设定m7、m8使误差放大器在vout达到某个值(如3.6 v)时才工作。同时这一部分还会产生一个sn信号来启动过流保护单元，并提供偏置。gm1的输出级是一个电流放大结构，由m3、m6、m9和m10构成，放大比例为3：1，即： (w／l)6：(w／l) 5=(w／l)4：(w／l)3=3：1，其中w和l分别是晶体管的宽和长。这个比例是在折衷考虑增益带宽、相位余量和输出噪声后得到的。
第二级放大电路的增益gm2主要用来增加电路的开环增益，并减小误差放大器的输出阻抗，从而增大带宽。它是一个反相放大器，由m20和m21组成，两个管子都有较大的宽长比。频率补偿电路中m16和m20的宽长比决定了电路的低频开环增益。
为了改善电路的频率特性，本设计中运用了两种补偿电路。一个是动态频率补偿电路，如图1中的由开关电阻和mos管寄生电容组成的rc网络，它可以通过去采样负载电流来改变mos管的工作点，即：通过改变开关电阻和mos管寄生电容的值来实现动态补偿。由于其零极点频率会随负载电流的增加(减小)而增加(减小)，因此，电荷泵单位增益频率(ugf)在负载变化时基本保持不变，这就保证了电荷泵在全负载范围内能够稳定工作。图1中的动态频率补偿电路包括m16、m17、m18、m19和c2，其中，m16、m18和c2不仅仅是放大器gml的负载，同时还有频率补偿的功能。这里将m18的栅面积设计得很大，用以产生一个大的寄生电容。电流采样电路中的m31和m19组成一个镜像电流源，设计它们的w／l比为1：5。通过晶体管工作基本原理可知，m18的栅压vgm18为：
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