电力线的负载效应可以通过使用DSP控制的有源分流滤波器补偿
简介
具有无源lc元件的系统，例如容量补偿器，高次谐波的谐振无源滤波器，或具有由优化方法确定的结构和参数的滤波器，传统上用于补偿功率因数和其他电力用户对电网施加的负荷影响。然而，涉及电力电子系统的负载的广泛使用可能导致电压和（尤其）电流波形的严重失真，甚至导致大量直流电流在电力变压器次级中流动。对于这些类型的负载，上述补偿系统的种类经常被证明是不令人满意的。如今，电力系统工程师更有可能考虑使用其他类型的补偿器，尤其是有源电力滤波器或混合系统（带有无源lc元件的电源滤波器，如参考文献2,3,6,7,8,9,11中所述）提高系统效率。
最近开发补偿方法的方法旨在开发一种能够实现动态补偿（实时）的补偿器，并且还能更好地抵抗由电力网或电力用户。他们的目标包括优化电源（电网）所看到的负载。根据fryze的建议[5]和随后的发展[4,10,12,13]，有必要消除差分电流（在失真的负载电流和理想形式的电流之间（即同相正弦波） ））流过电源以实现这种补偿。在概念上，这可以通过产生和注入与差动电流相等且相反的相位的电流来完成。在实践中，获得这样的来源是困难的;真正需要的是具有参数元件或受控电流电源的有源系统。
有源滤波器的结构
在本文中，我们考虑采用电源的建议 - 通过使用数字信号处理计算机技术控制电子电流源来实现有源分流滤波器（替代名称为：差动电流补偿系统或补偿器），实现最优补偿。假设的目标是差动电流的动态补偿，这是负载电流 i l （ t ）和参考电流 i之间的差值 ref （ t ）。参考电流是使用文章[10]中建议的方法计算的最佳有效电流。图1显示了系统的框图。
活动过滤器包含以下模块和元素：
控制模块（cm），基于具有数字信号处理（dsp）的微型计算机系统
执行模块（em）以电力电子电流源的形式
电压（vt）和电流（ct）传感器[类型la55-p和lv25（lem ®）]
有源滤波器控制过程发生在两个阶段：
确定参考电流 i ref （ t ）
动态
i inv （ t 形成所需补偿器电流>）= i l （ t ） - i ref （ t ）
补偿过程的质量和动态特性主要取决于用于计算参考电流参数的方法。 akagi 等人的瞬时无功功率理论[1]通常用于控制功率有源滤波器。作者认为，该理论不能满足能源/接收器系统中工作优化的要求。优化的一般目的是最小化源电流的异相分量，减少正弦波形的失真，并最小化从源到接收器的能量传输中的有功功率损耗。为了确定具有这种特性的电流，我们应用了[10]的变分方法。因此，我们以下列分析形式获得了描述最佳源电流（目标参考电流）的表达式：
i ref （ t ）= a i （ t ）= e k （ t ） e g （ t ） e （ t ）= a ref （ t ） e （ t ）
其中： e （ t ）是电压源， e g （ t ）形式的等效电导： e g （ t ）= a p （ t ）/ e 2 （ t ），其中： a p （ t ）和 e （ t ）是有功功率和均方根电压源的瞬时值[10]。参考信号的频率和相位对应于电压源的第一谐波的合适值， e （ t ）。
有效实现在整个控制过程中，cm被分为两个子模块：
识别模块（im），它计算频率，ω ref ，相位φ ref ，幅度 a ref ，参考电流 i ref （ t ），
决策模块（dm），它执行以下任务：
调整有源滤波器的幅度和相位特性，以在反馈环路中获得宽带传输和高开环增益。这对于确保非线性电流的高度补偿以及在各种负载参数条件下稳定工作是必要的，
消除脉冲宽度调制（pwm）的寄生产物，用于从反馈信号中生成 i ref 。
硬件和软件
补偿器的原型模型使用adi公司的adds-2106x-ez-kit微电脑系统，以及adsp-21061 sharc ®浮点数字信号处理器。由于在识别模块（im）内实现的算法和有源滤波器的适当整形频率传输特性所需的高计算能力，因此需要这种高性能系统。在广泛的负载参数变化条件下，确保所有系统在反馈闭环中工作的稳定裕度至关重要。
评估系统是通过增加通用模拟和数字输入开发的/输出模块类型als100，由pep设计alfine作为adds-2106x-ez-kit的扩展。该模块（图2）专为电力电子应用而设计，包括a / d和d / a转换器，以及pwm发生器和系统控制台（lcd＆amp; kbd）。在dsphost程序的控制下，通过rs-232端口建立与主机pc的通信。
图2显示了控制模块的硬件和软件结构。控制程序的主要模块是用c语言编写的（adds-21000-sw-pc版本3.3），时间关键程序在汇编程序中编写。
控制模块包括：
ad7864四通道同步采样a / d转换器
pwm发生器
测量电阻器（r）与传感器配合使用使用admc201运动协处理器，
系统控制台（sc），
参考电流参数（sim）的软件识别模块，
软件决策模块（sdm）与加法器（σ）协作，加法器计算误差信号的当前值;即，参考和补偿电流的差异。
sim（图3）由三个独立的块组成：软件 - 参考值（sfi）的频率标识符，参考值（sai）的软件幅度标识符和参考值的适当值的软件同步器（ssync ）。
sfi采用主电源电压预滤波方法，借助于通带fir滤波器（f1），消除高次谐波并提高噪声抗扰度。识别算法[14]。接下来，对信号进行希尔伯特变换以获得其分析形式（时域中的复信号）。它允许消除频率轴负值部分的频率乘积，并将识别时间减少到 12 ms 。这是与本设计的 20-ms （50-hz）电源电压周期相关的短时间，并且也比60-hz系统的16.7-ms周期短得多。 [14]。对复信号进行数字傅里叶变换（dft）以计算其基本频率。这是通过dft和max块实现的。以这种方式计算，基本频率的值接下来用于控制调谐滤波器（f5），即高q，iir型滤波器。 f5滤波器实际上是参考电流发生器;其输出信号频率等于电源电压频率 u 2 （ t ）。
参考电流的幅度在sai模块内计算，该模块基于负载电压和负载电流样本，存储在循环缓冲区cb2和cb3中。
同步模块ssync，消除了sfi和sai块内计算所涉及的不同延迟时间的影响。最后，ssync连接适当的参考电流频率和幅度值。参考电流发生器（在本设计中）的识别和同步总时间约为 18 ms 。
决策模块以2 的形式实现nd 命令具有常系数的fir滤波器;其频率透射率模型由下式给出：
| t fk （ω）| =（1 + cos（ω））/ 2
滤波器正常运行的基本条件是系统采样频率是pwm载波频率的两倍（在此系统中： 30 和 15 khz ）。 / p>
执行模块是一个电力电子控制的电流源，它使用高度集成的智能功率模块（ipm）型pm50rsa120（mitsubishi）和电感线圈 l inv 的。该线圈还限制了pwm的寄生产物。
电流源的一般能量来源是逆变器直流电路（ipm）内的电容器。逆变器借助快速光电耦合器与控制模块耦合。
原型系统的性能
上述电力电子电流源原型模型的实验测试针对不同类型的负载和供电条件，进行了单相主动补偿系统。以下是一小部分测试结果。
图4的波形显示参考信号的矩形形状 i ref （ t ），输出电流源电流 i s （ t ）和反馈信号 i fk （ t ）（图4a）和这些量的光谱分析结果（图4b）。电流源的带宽（ -3 db ）等于 3.2 khz ，幅度特性非均匀 0.4 db 。该频段内输出电流的总谐波失真（thd）在0.5 khz带宽内 0.7％ - 0.2％。
图5和图6说明了完整有源滤波器的工作原理。失真电流源（图5）是一个简单的单二极管整流器，具有rl型负载（电阻和电感的串联连接）。这是一个特别不利的情况，因为它同时产生一个带有直流分量和无功功率的强失真电流。源电压波形 u s 和负载电流 i l ，电网， i s ，有效滤波器， i inv 和参考信号， i ref 如图所示。 5a-以及所选量的频谱分析结果（图5b）。图6显示了rc负载4二极管桥的类似数量，这是大多数消费电子电源组的典型配置。
与电流源的情况一样，有源补偿的差分电流系统提供了参考信号的良好映射， i ref （ t ） ，在识别模块中计算。电网电流与电网电压波形处于同一相位（由于所谓无功功率的补偿），其高次谐波值显着降低。有源滤波器输入电流的thd值 i 3 （ t ）低于 1％。
结论
我们在这里展示了一种能够通过消除差分电流实现最佳补偿的系统，采用pwm应用的电力电子控制电流源。包括功能框图和系统工作原理的描述，该系统由数字信号处理器控制。在系统上对各种负载进行的测试结果表明，补偿器非常有效。它大大降低了输入电流的非线性失真（thd <1％）和来自电源的无功功率要求。识别参考信号参数的延迟约为 12 ms （基本上小于一个电源频率周期），总频率识别误差 0.1％。通常，原型模型的所有调查结果都显示出补偿器系统对参考信号的非常好的映射以及源电流的高次谐波的显着降低。
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最近开发补偿方法的方法旨在开发一种能够实现动态补偿（实时）的补偿器，并且还能更好地抵抗由电力网或电力用户。他们的目标包括优化电源（电网）所看到的负载。根据fryze的建议[5]和随后的发展[4,10,12,13]，有必要消除差分电流（在失真的负载电流和理想形式的电流之间（即同相正弦波） ））流过电源以实现这种补偿。在概念上，这可以通过产生和注入与差动电流相等且相反的相位的电流来完成。在实践中，获得这样的来源是困难的;真正需要的是具有参数元件或受控电流电源的有源系统。
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控制模块（cm），基于具有数字信号处理（dsp）的微型计算机系统
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确定参考电流 i ref （ t ）
动态
i inv （ t 形成所需补偿器电流>）= i l （ t ） - i ref （ t ）
补偿过程的质量和动态特性主要取决于用于计算参考电流参数的方法。 akagi 等人的瞬时无功功率理论[1]通常用于控制功率有源滤波器。作者认为，该理论不能满足能源/接收器系统中工作优化的要求。优化的一般目的是最小化源电流的异相分量，减少正弦波形的失真，并最小化从源到接收器的能量传输中的有功功率损耗。为了确定具有这种特性的电流，我们应用了[10]的变分方法。因此，我们以下列分析形式获得了描述最佳源电流（目标参考电流）的表达式：
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其中： e （ t ）是电压源， e g （ t ）形式的等效电导： e g （ t ）= a p （ t ）/ e 2 （ t ），其中： a p （ t ）和 e （ t ）是有功功率和均方根电压源的瞬时值[10]。参考信号的频率和相位对应于电压源的第一谐波的合适值， e （ t ）。
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识别模块（im），它计算频率，ω ref ，相位φ ref ，幅度 a ref ，参考电流 i ref （ t ），
决策模块（dm），它执行以下任务：
调整有源滤波器的幅度和相位特性，以在反馈环路中获得宽带传输和高开环增益。这对于确保非线性电流的高度补偿以及在各种负载参数条件下稳定工作是必要的，
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控制模块包括：
ad7864四通道同步采样a / d转换器
pwm发生器
测量电阻器（r）与传感器配合使用使用admc201运动协处理器，
系统控制台（sc），
参考电流参数（sim）的软件识别模块，
软件决策模块（sdm）与加法器（σ）协作，加法器计算误差信号的当前值;即，参考和补偿电流的差异。
sim（图3）由三个独立的块组成：软件 - 参考值（sfi）的频率标识符，参考值（sai）的软件幅度标识符和参考值的适当值的软件同步器（ssync ）。
sfi采用主电源电压预滤波方法，借助于通带fir滤波器（f1），消除高次谐波并提高噪声抗扰度。识别算法[14]。接下来，对信号进行希尔伯特变换以获得其分析形式（时域中的复信号）。它允许消除频率轴负值部分的频率乘积，并将识别时间减少到 12 ms 。这是与本设计的 20-ms （50-hz）电源电压周期相关的短时间，并且也比60-hz系统的16.7-ms周期短得多。 [14]。对复信号进行数字傅里叶变换（dft）以计算其基本频率。这是通过dft和max块实现的。以这种方式计算，基本频率的值接下来用于控制调谐滤波器（f5），即高q，iir型滤波器。 f5滤波器实际上是参考电流发生器;其输出信号频率等于电源电压频率 u 2 （ t ）。
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同步模块ssync，消除了sfi和sai块内计算所涉及的不同延迟时间的影响。最后，ssync连接适当的参考电流频率和幅度值。参考电流发生器（在本设计中）的识别和同步总时间约为 18 ms 。
决策模块以2 的形式实现nd 命令具有常系数的fir滤波器;其频率透射率模型由下式给出：
| t fk （ω）| =（1 + cos（ω））/ 2
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图4的波形显示参考信号的矩形形状 i ref （ t ），输出电流源电流 i s （ t ）和反馈信号 i fk （ t ）（图4a）和这些量的光谱分析结果（图4b）。电流源的带宽（ -3 db ）等于 3.2 khz ，幅度特性非均匀 0.4 db 。该频段内输出电流的总谐波失真（thd）在0.5 khz带宽内 0.7％ - 0.2％。
图5和图6说明了完整有源滤波器的工作原理。失真电流源（图5）是一个简单的单二极管整流器，具有rl型负载（电阻和电感的串联连接）。这是一个特别不利的情况，因为它同时产生一个带有直流分量和无功功率的强失真电流。源电压波形 u s 和负载电流 i l ，电网， i s ，有效滤波器， i inv 和参考信号， i ref 如图所示。 5a-以及所选量的频谱分析结果（图5b）。图6显示了rc负载4二极管桥的类似数量，这是大多数消费电子电源组的典型配置。
与电流源的情况一样，有源补偿的差分电流系统提供了参考信号的良好映射， i ref （ t ） ，在识别模块中计算。电网电流与电网电压波形处于同一相位（由于所谓无功功率的补偿），其高次谐波值显着降低。有源滤波器输入电流的thd值 i 3 （ t ）低于 1％。
结论
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