准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用
准谐振smps控制器l6565功能原理及应用
1概述
st公司在近期推出的l6565单片ic，是适用于准谐振（qr）零电压开关（zvs）回扫变换器电流型初级控制器。qr操作依靠变压器退磁感测输入获得，变换器功率容量随主线电压变化通过线路电压前馈补偿。在轻载时，l6565自动降低工作频率，但仍然尽可能保持接近zvs运行。
l6565的主要特点如下：
?qrzvs回扫拓扑电流型初级控制；
?线路电压前馈控制保证交付恒定功率；
?频率折弯（foldback）功能可获得最佳待机频率；
?逐周脉冲与打嗝（hiccup）模式过电流保护（ocp）；
?超低起动电流（<70μa）和静态电流（<3.5ma）；
?堵塞功能（开/关控制）；
?2?5v±1％的内部基准电压；
?±400ma的图腾驱动器，在欠电压闭锁（uvlo）
情况下，保持输出低电平。
l6565的主要应用包括tv/监视器开关型电源（smps）、ac/dc适配器/充电器、数字消费类产品、打印机、传真机和扫描设备等。
2功能与工作原理
2?1封装及引脚功能
l6565采用8脚dip（l6565n）和8脚so（l6565d）封装，引脚排列如图1所示。
l6565的引脚功能分别为：
脚1（inv）误差放大器反相输入；
脚2（comp）误差放大器输出；
脚3（vff）线路电压前馈；
脚4（cs）电流感测输入；
脚5（zcd）变压器退磁零电流检测输入；
脚6（gnd）地；
脚7（gd）栅极驱动器输出；
脚8（vcc）电源电压。
2?2工作原理
图1l6565引脚排列
图2l6565电源电路 图3zcd及相关电路 （1）电源
l6565的电源电路如图2所示。ic脚vcc的导通门限电压典型值是13?5v，关闭门限电压典型值是9?5v。一旦vcc脚导通，ic内部栅极驱动器电压直接由vcc提供，其它内部所有电路的工作电压均由线性调节器产生的7v电压供给。一个内部2?5v±1％的精密电压，供给初级反馈控制环路使用。一旦vcc降至uvlo门限电压以下，ic输出则被关断。ic脚vcc外部连接电阻r和电容c组成的起动电路及变压器辅助绕组和整流二极管等组成的辅助电源电路。 （2）零电流检测（zcd） l6565的零电流检测（zcd）及相关电路如图3所示。为在qr下运行，ic需要检测变压器退磁信号。ic脚zcd上的输入信号，可以从施加于vcc的变压器辅助绕组获得。如果施加到zcd脚上的负向脉冲沿降至1?6v以下，zcd电路将接通外部mosfet。为保证高抗噪扰度，触发电路在负向脉冲沿降至1?6v之前则被起动。脚5上的正向脉冲沿历经2?1v，并直达5?2v。在外部mosfet已被关断之后，触发电路将消隐一定时间（≥3.5μs），以阻止任何负向脉冲沿跟随漏感退磁，并实现频率折弯功能。 l6565内置起动电路，在ic起动期间迫使驱动器给出一个脉冲施加到mosfet的栅极，驱动mosfet导通，以在ic脚zcd上产生一个输入信号。ic脚zcd上的电压受到双钳位限制，上面的钳位电压是5?2v，底部的钳位电压为vbe（0?65v）。 l6565的zcd脚还用作触发禁止电路。如果该脚上的电压降低到200mv的门限，器件将被关闭。为使器件重新运行，则zcd脚上的电位下拉必须予以解除。 （3）频率折弯 为防止qr回扫变换器的开关频率过高，l6565对开关的最小关断时间给予限制。事实上，zcd消隐时间间隔（最小值是3?5μs）是误差放大器输出vcomp的函数，负载愈低，vcomp愈小，而消隐时间（tblank）也就愈长。一旦负载电流和输入电压使开关截止时间降低到3?5μs的最小消隐时间以下，系统将进入频率折弯模式。在该模式中，在一些线路/负载条件下，能观察到不规则的开关周期。当负载足够小时，因消隐时间的增加，许多振铃周期被越过，并且其幅值变得非常小，不能再触发zcd电路，从而产生突发模式运行，外部mosfet处于关断状态。图4定性描述了l6565的频率折弯特性。 （4）电压前馈 采用电流型控制方案时，系统能交付到输入的最大功率（pinlim），称作功率容量。功率容量可以依靠逐周脉冲电流限制进行控制，并且通常利用可编程峰值初级电流（ipkp）钳位控制电压（vcsx）来限制最大峰值初级电流（ipkpmax）。在固定频率断续传导模式（dcm）回扫变换器中，能够提供独立于输入电压（vin）的理想功率容量。但对于qrzvs回扫变换器，功率容量强烈依赖于输入电压。在最大输入电压是最小输入电压两倍以上的宽范围主线电压应用中，必须阻止功率容量随输入电压而急剧变化。l6565有一个线路前馈功能，可以解决这个问题。 l6565的线路电压前馈及其相关电路如图5所示。zvsqr回扫变压器的线路电压经r1和r2组成的电阻分压器取样馈送到ic脚vff。前馈电压影响
图4l6565的频率折弯特性
图5l6565的线路电压前馈及相关电路 图6过电流调整点控制电压vcsx与前馈电压vff之间关系
图7功率容量与输入电压之间关系曲线
图8初级反馈电路 图9次级反馈环路组成方式
(a)comp与inv之间连接rc(b)inv接地、comp由光耦驱动(c)inv接地、comp没有使用 过电流调整点（setpoint）上的控制电压（vcsx）钳位电平。前馈电压（vff）越高，调整点控制电压（vcsx）则越低。图6示出了vcsx与vff之间的关系曲线。
在前馈电压vff与误差放大器（e/a）输出vcomp相结合，为pwm比较器确定内部参考电压：vcs=0.14·(vcomp－2.5)·(3－vff)。误差放大器的钳位输出电平是5?6v，于是，过电流调整点控制电压vcsx为： vcsx=0.44·(3－vff)=0.44·(3－kvin) 式中k=r2/(r1＋r2)。只要选择适当的分压比，就可获得较理想的校正，使线路前馈递交恒定功率，如图7中下面的曲线所示。 （5）误差放大器 误差放大器在ic脚1上的反相输入电压信号，在初级反馈方案中，来自辅助绕组产生的电压，并通过电阻分压器取样提供，如图8所示。ic脚1上的电压与内部2?5v的参考电压比较，以履行对变换器输出电压的调节。 在次级反馈方案中，一般是利用tl431和光耦器组成从次级到初级侧的反馈环路，将输出电压波动信号取样并馈送到变换器初级侧，如图9所示。在图9（a）中，误差放大器输出（comp）与反相输入（inv）之间连接的rc网络，用作控制环路补偿。在图9(b)中，ic的inv脚接地，comp脚直接由发射极接地的光耦晶体管驱动，误差放大器作为电流源使用。在图9（c）中，ic脚inv接地，误差放大器没有使用。这种反馈方式在器件要求工作于同步模式并不作为qr控制器情况下，才被采用。 （6）电流比较器、pwm闭锁与打嗝模式ocp 初级瞬时电感电流在mosfet源极传感电阻rs
图10带uvlo拉低的栅极驱动器 图11用l6565作控制器的40w喷墨打印机smps电路
上转换为与初级电流成正比的电压，通过l6565脚cs输入到pwm比较器同相输入端（见图5）。l6565脚cs上电流感测输入与线路电压前馈电路的输出进行比较，决定外部mosfet关断时的精确时间。pwm闭锁能避免mosfet因噪声引起的虚假开关。如果ic脚cs上的电压超过2v的门限，打嗝比较器则被起动，栅极驱动器截止。该条件的发生通常是由次级整流器或次级绕组短路引起，因此打嗝模式起过电流保护（ocp）作用。在打嗝模式下，将出现低频间歇运行。 （7）栅极驱动器 l6565带uvlo拉低的栅极驱动器电路如图10所示。由高端npn复合晶体管和低端mosfet组成的图腾（推拉）缓冲器，带400ma的源电流或吸收（sink）电流，驱动外部功率mosfet。外部功率mosfet栅?源极之间，无需连接钳位二极管。 在uvlo条件下，内部下拉电路保持驱动器输出低电平，保证外部mosfet不能导通。 3典型应用 用l6565作控制器的40w喷墨打印机smps电路如图11所示。该smps的ac输入电压范围从88v到264v，三路输出分别为28v/0.7a、12v/1.5a和5v/0.5a。这种smps采用qrzvs回扫变换器拓扑和次级反馈方案。l6565的脚1（inv）接地，利用脚2（comp）上的反馈信号直接调制占空因数。 变压器采用etd29×16×10磁芯（3c85材料），初级电感为700μh，气隙长度约为1mm。n1=75t（线径：?0.51mm），n2=8t（线径：?0.51mm），n3=7t（线径：?0.89mm），n4=3t（线径：?0.89mm），n5=7t（线径：?0.24mm）。
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图1l6565引脚排列
图2l6565电源电路 图3zcd及相关电路 （1）电源
l6565的电源电路如图2所示。ic脚vcc的导通门限电压典型值是13?5v，关闭门限电压典型值是9?5v。一旦vcc脚导通，ic内部栅极驱动器电压直接由vcc提供，其它内部所有电路的工作电压均由线性调节器产生的7v电压供给。一个内部2?5v±1％的精密电压，供给初级反馈控制环路使用。一旦vcc降至uvlo门限电压以下，ic输出则被关断。ic脚vcc外部连接电阻r和电容c组成的起动电路及变压器辅助绕组和整流二极管等组成的辅助电源电路。 （2）零电流检测（zcd） l6565的零电流检测（zcd）及相关电路如图3所示。为在qr下运行，ic需要检测变压器退磁信号。ic脚zcd上的输入信号，可以从施加于vcc的变压器辅助绕组获得。如果施加到zcd脚上的负向脉冲沿降至1?6v以下，zcd电路将接通外部mosfet。为保证高抗噪扰度，触发电路在负向脉冲沿降至1?6v之前则被起动。脚5上的正向脉冲沿历经2?1v，并直达5?2v。在外部mosfet已被关断之后，触发电路将消隐一定时间（≥3.5μs），以阻止任何负向脉冲沿跟随漏感退磁，并实现频率折弯功能。 l6565内置起动电路，在ic起动期间迫使驱动器给出一个脉冲施加到mosfet的栅极，驱动mosfet导通，以在ic脚zcd上产生一个输入信号。ic脚zcd上的电压受到双钳位限制，上面的钳位电压是5?2v，底部的钳位电压为vbe（0?65v）。 l6565的zcd脚还用作触发禁止电路。如果该脚上的电压降低到200mv的门限，器件将被关闭。为使器件重新运行，则zcd脚上的电位下拉必须予以解除。 （3）频率折弯 为防止qr回扫变换器的开关频率过高，l6565对开关的最小关断时间给予限制。事实上，zcd消隐时间间隔（最小值是3?5μs）是误差放大器输出vcomp的函数，负载愈低，vcomp愈小，而消隐时间（tblank）也就愈长。一旦负载电流和输入电压使开关截止时间降低到3?5μs的最小消隐时间以下，系统将进入频率折弯模式。在该模式中，在一些线路/负载条件下，能观察到不规则的开关周期。当负载足够小时，因消隐时间的增加，许多振铃周期被越过，并且其幅值变得非常小，不能再触发zcd电路，从而产生突发模式运行，外部mosfet处于关断状态。图4定性描述了l6565的频率折弯特性。 （4）电压前馈 采用电流型控制方案时，系统能交付到输入的最大功率（pinlim），称作功率容量。功率容量可以依靠逐周脉冲电流限制进行控制，并且通常利用可编程峰值初级电流（ipkp）钳位控制电压（vcsx）来限制最大峰值初级电流（ipkpmax）。在固定频率断续传导模式（dcm）回扫变换器中，能够提供独立于输入电压（vin）的理想功率容量。但对于qrzvs回扫变换器，功率容量强烈依赖于输入电压。在最大输入电压是最小输入电压两倍以上的宽范围主线电压应用中，必须阻止功率容量随输入电压而急剧变化。l6565有一个线路前馈功能，可以解决这个问题。 l6565的线路电压前馈及其相关电路如图5所示。zvsqr回扫变压器的线路电压经r1和r2组成的电阻分压器取样馈送到ic脚vff。前馈电压影响
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(a)comp与inv之间连接rc(b)inv接地、comp由光耦驱动(c)inv接地、comp没有使用 过电流调整点（setpoint）上的控制电压（vcsx）钳位电平。前馈电压（vff）越高，调整点控制电压（vcsx）则越低。图6示出了vcsx与vff之间的关系曲线。
在前馈电压vff与误差放大器（e/a）输出vcomp相结合，为pwm比较器确定内部参考电压：vcs=0.14·(vcomp－2.5)·(3－vff)。误差放大器的钳位输出电平是5?6v，于是，过电流调整点控制电压vcsx为： vcsx=0.44·(3－vff)=0.44·(3－kvin) 式中k=r2/(r1＋r2)。只要选择适当的分压比，就可获得较理想的校正，使线路前馈递交恒定功率，如图7中下面的曲线所示。 （5）误差放大器 误差放大器在ic脚1上的反相输入电压信号，在初级反馈方案中，来自辅助绕组产生的电压，并通过电阻分压器取样提供，如图8所示。ic脚1上的电压与内部2?5v的参考电压比较，以履行对变换器输出电压的调节。 在次级反馈方案中，一般是利用tl431和光耦器组成从次级到初级侧的反馈环路，将输出电压波动信号取样并馈送到变换器初级侧，如图9所示。在图9（a）中，误差放大器输出（comp）与反相输入（inv）之间连接的rc网络，用作控制环路补偿。在图9(b)中，ic的inv脚接地，comp脚直接由发射极接地的光耦晶体管驱动，误差放大器作为电流源使用。在图9（c）中，ic脚inv接地，误差放大器没有使用。这种反馈方式在器件要求工作于同步模式并不作为qr控制器情况下，才被采用。 （6）电流比较器、pwm闭锁与打嗝模式ocp 初级瞬时电感电流在mosfet源极传感电阻rs
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