推挽变换器与推挽谐振变换器的原理及其建模
1 推挽变换器及推挽谐振变换器的原理
（1）推挽变换器
推挽变换器拓扑和工作波形如图1所示。电路中的两个开关管q1、q2接在带有中心抽头的变压器初级线圈两端，此电路可以等效为两个完全对称的单端正激变换器。d1、d2为副边整流二极管，l、c为输出滤波电感和滤波电容。在分析时，作出如下假设：
a、所有功率管、二极管均为理想元件；
b、电容、电感均为理想元件；
c、输出电容足够大，c0、rl可以看成一个电压源；
d、电路工作在稳态。
（a）推挽变换器拓扑
（b）工作波形
图1 推挽变换器拓扑及工作波形
开关管的换流过程如图2所示。
模态1：q1导通时，输入电压加在变压器原边上端绕组，q2承受两倍的输入电压，变压器副边上端绕组电压为nvin，整流二极管d1导通，此期间电源向负载提供能量；
模态2：q1关断、q2关断时，整流管d1中电流逐渐减小，d2中电流逐渐增大，直到两管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作被短路，两开关管承受电源电压，输出功率由输出电容提供；
模态3：q2导通、q1关断时，输入电压加在变压器原边下端绕组上，q1承受两倍的输入电压,变压器副边下端绕组电压为nvin，整流二极管d2导通，此期间电源向负载提供能量；
模态4：q2关断、q1关断时，整流管d2中电流逐渐减小，d1中电流逐渐增大，直到两管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作被短路，两开关管承受电源电压，输出功率由输出电容提供。
图2 换流过程分析
推挽变换器的相关参数计算方法参考文献[1]。
（2）推挽谐振变换器
推挽谐振变换器拓扑及工作波形如图3所示。为使开关管实现零电压导通和零电流关断（zvcs），来达到变换器的高效率，就要采用新的电路拓扑和控制方法。提出了一种新型的zvcs推挽谐振电路拓扑，电路拓扑如图3a所示。该电路由初级mos管（q1、q2），串联lc谐振电路，输出整流器（d1−d4），输出电容（co）和负载（rl）组成。谐振电感为变压器的次级漏感，cs1、cs2为包括mosfet漏源极结电容在内的并联电容。下面分析电路的工作原理。该电路工作时，工作频率接近于电路lc网络的固有谐振频率。电路有4个工作模态，其等效电路分别如图4的（a）、（b）、（c）、（d）所示，电路工作波形如图3b所示。在分析时，作如下假定：
a、所有功率管、二极管均为理想元件；
b、电容、电感均为理想元件，cs1=cs2=cs；
c、输出电容足够大，c0、rl可以看作为电压源。
d、电路已经进入稳态。
（a）推挽谐振变换器
（b）工作波形
图3 推挽谐振变换器拓扑
开关管的换流过程如图4所示。
模态1：t0时刻之前，功率管q1漏源极并接的电容cs1已放电到零，t0时q1导通，则q1为零电压导通，变压器初级流过电流i1，变压器励磁电流线性增长，副边谐振网络谐振，原边向副边传输能量。此模态中cs1电压为零，cs2电压钳位在2vin。
模态2：t1时关断功率管q1，此时q2亦关断，变压器励磁电流对q1、q2漏源极并接的电容cs1、cs2进行充放电，由于变压器励磁电流足够大，且功率管并接的电容值比较小，充电时间比较短，故可认为充放电时励磁电流大小不变，电容电压为线性变化，cs1电压由零增加到2vin，cs2电压由2vin减小到零，q2的反并二极管自然导通。此模态到vcs2=0时结束。
模态3：与模态1类似，q2零电压导通，向副边传输能量，cs1电压箝位为2vin。
模态4：与模态2类似。
图4 换流过程分析
推挽谐振变换器的相关参数计算方法参考文献[1]。
2 基于psim的推挽谐振变换器建模
本方案采用的pwm控制器为sg3525，内部包括供电、osc、pwm调节、软启动、保护等单元，内部结构如图5所示。
图5 sg3525内部结构图
pin1和pin2为误差放大器的反相输入和同相输入引脚；pin3为振荡器外接同步信号输入引脚；pin4为振荡器输出引脚；pin5振荡器定时电容引脚；pin6为定时电阻引脚；pin8为软启动时间设置引脚；pin9为pwm比较器信号补偿引脚；pin10为外部故障输入引脚；pin11为pwma输出引脚；pin12为gnd引脚；pin13为vcc引脚；pin14为pwmb输出引脚；pin15为偏置电源输入引脚；pin16为输出电源基准。
振荡器：一个双门限电压比较器，电压均取自于基准电源，其上门限制vh=3.9v，低门限值vl=0.9v，内部恒流源向ct充电，端电压vc线性上升，构成锯齿波的上升沿，当vc=vh时比较器输出反向，充电过程结束，上升时间trise=0.67rtct。比较器动作后，放电电路工作，ct放电，vc下降并形成锯齿波的下降沿，当vc=vl时比较器输出反向，放电过程结束，下降时间tfall=1.3rdct，完成一个工作周期。
a、脉冲产生模块原理：利用电容的充电/放电特性，设置充电电压的上限与下限比较值，与比较器比较，结合sr触发器控制电容充放电时间，从而产生三角波和振荡器脉冲波形。
b、pwm生成模块：结合第一部分工作时序波形和数字电路技术，设计数字电路，生成两路pwm驱动波形。
c、推挽变换器模型：图6为推挽电路的功率级电路模型，为了使仿真更加接近实际情况，原边mos管并联等效电容200pf（该电容值为mos管输出电容与pcb上寄生电容，通常取几百pf。），输入并联20mf电容，该电容不影响仿真结果，加在这里目的是为了更加接近实际情况，避免设计时疏忽；变压器采用4绕组变压器（仿真时，开始选用3绕组变压器，仿真结果误差较大，错误为高压侧谐振电流频率与低压侧谐振频率不相同，导致仿真中mos管d极始终出现较大的尖峰，后来换用变压器，设置合适的参数，问题基本解决，但由于变压器参数没有优化，所以仿真结果不是特别理想）；高压侧采用谐振的最大优点就是消除原边mos的电压尖峰（但是调试中比较麻烦，如果调试不好，很难达到理想效果，有可能适得其反）；二极管整流，二极管上会消耗较多的功率，导致二极管发热严重，如果器件选型不合适，高压侧串联谐振，很有可能会降低效率，但消除前级尖峰，会使机器变得更可靠。所以实际设计中会综合各方面因素来考虑设计方案，不能一味的追求某项参数指标。功率电路模型如下：
图6 推挽谐振变换器功率模型
仿真参数：dc输入：4056v；dc输出：320430v；输出功率：1000w。
谐振参数：电感37uh，电容220nf
图7 谐振电流和电容电压
图8 前级开关管漏源电压及沟道电流
图9 前级开关管zvs
图10 二极管zcs
图11 输出与输入功率
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（1）推挽变换器
推挽变换器拓扑和工作波形如图1所示。电路中的两个开关管q1、q2接在带有中心抽头的变压器初级线圈两端，此电路可以等效为两个完全对称的单端正激变换器。d1、d2为副边整流二极管，l、c为输出滤波电感和滤波电容。在分析时，作出如下假设：
a、所有功率管、二极管均为理想元件；
b、电容、电感均为理想元件；
c、输出电容足够大，c0、rl可以看成一个电压源；
d、电路工作在稳态。
（a）推挽变换器拓扑
（b）工作波形
图1 推挽变换器拓扑及工作波形
开关管的换流过程如图2所示。
模态1：q1导通时，输入电压加在变压器原边上端绕组，q2承受两倍的输入电压，变压器副边上端绕组电压为nvin，整流二极管d1导通，此期间电源向负载提供能量；
模态2：q1关断、q2关断时，整流管d1中电流逐渐减小，d2中电流逐渐增大，直到两管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作被短路，两开关管承受电源电压，输出功率由输出电容提供；
模态3：q2导通、q1关断时，输入电压加在变压器原边下端绕组上，q1承受两倍的输入电压,变压器副边下端绕组电压为nvin，整流二极管d2导通，此期间电源向负载提供能量；
模态4：q2关断、q1关断时，整流管d2中电流逐渐减小，d1中电流逐渐增大，直到两管中电流相等（忽略变压器激磁电流），此时变压器可以看作被短路，两开关管承受电源电压，输出功率由输出电容提供。
图2 换流过程分析
推挽变换器的相关参数计算方法参考文献[1]。
（2）推挽谐振变换器
推挽谐振变换器拓扑及工作波形如图3所示。为使开关管实现零电压导通和零电流关断（zvcs），来达到变换器的高效率，就要采用新的电路拓扑和控制方法。提出了一种新型的zvcs推挽谐振电路拓扑，电路拓扑如图3a所示。该电路由初级mos管（q1、q2），串联lc谐振电路，输出整流器（d1−d4），输出电容（co）和负载（rl）组成。谐振电感为变压器的次级漏感，cs1、cs2为包括mosfet漏源极结电容在内的并联电容。下面分析电路的工作原理。该电路工作时，工作频率接近于电路lc网络的固有谐振频率。电路有4个工作模态，其等效电路分别如图4的（a）、（b）、（c）、（d）所示，电路工作波形如图3b所示。在分析时，作如下假定：
a、所有功率管、二极管均为理想元件；
b、电容、电感均为理想元件，cs1=cs2=cs；
c、输出电容足够大，c0、rl可以看作为电压源。
d、电路已经进入稳态。
（a）推挽谐振变换器
（b）工作波形
图3 推挽谐振变换器拓扑
开关管的换流过程如图4所示。
模态1：t0时刻之前，功率管q1漏源极并接的电容cs1已放电到零，t0时q1导通，则q1为零电压导通，变压器初级流过电流i1，变压器励磁电流线性增长，副边谐振网络谐振，原边向副边传输能量。此模态中cs1电压为零，cs2电压钳位在2vin。
模态2：t1时关断功率管q1，此时q2亦关断，变压器励磁电流对q1、q2漏源极并接的电容cs1、cs2进行充放电，由于变压器励磁电流足够大，且功率管并接的电容值比较小，充电时间比较短，故可认为充放电时励磁电流大小不变，电容电压为线性变化，cs1电压由零增加到2vin，cs2电压由2vin减小到零，q2的反并二极管自然导通。此模态到vcs2=0时结束。
模态3：与模态1类似，q2零电压导通，向副边传输能量，cs1电压箝位为2vin。
模态4：与模态2类似。
图4 换流过程分析
推挽谐振变换器的相关参数计算方法参考文献[1]。
2 基于psim的推挽谐振变换器建模
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图5 sg3525内部结构图
pin1和pin2为误差放大器的反相输入和同相输入引脚；pin3为振荡器外接同步信号输入引脚；pin4为振荡器输出引脚；pin5振荡器定时电容引脚；pin6为定时电阻引脚；pin8为软启动时间设置引脚；pin9为pwm比较器信号补偿引脚；pin10为外部故障输入引脚；pin11为pwma输出引脚；pin12为gnd引脚；pin13为vcc引脚；pin14为pwmb输出引脚；pin15为偏置电源输入引脚；pin16为输出电源基准。
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a、脉冲产生模块原理：利用电容的充电/放电特性，设置充电电压的上限与下限比较值，与比较器比较，结合sr触发器控制电容充放电时间，从而产生三角波和振荡器脉冲波形。
b、pwm生成模块：结合第一部分工作时序波形和数字电路技术，设计数字电路，生成两路pwm驱动波形。
c、推挽变换器模型：图6为推挽电路的功率级电路模型，为了使仿真更加接近实际情况，原边mos管并联等效电容200pf（该电容值为mos管输出电容与pcb上寄生电容，通常取几百pf。），输入并联20mf电容，该电容不影响仿真结果，加在这里目的是为了更加接近实际情况，避免设计时疏忽；变压器采用4绕组变压器（仿真时，开始选用3绕组变压器，仿真结果误差较大，错误为高压侧谐振电流频率与低压侧谐振频率不相同，导致仿真中mos管d极始终出现较大的尖峰，后来换用变压器，设置合适的参数，问题基本解决，但由于变压器参数没有优化，所以仿真结果不是特别理想）；高压侧采用谐振的最大优点就是消除原边mos的电压尖峰（但是调试中比较麻烦，如果调试不好，很难达到理想效果，有可能适得其反）；二极管整流，二极管上会消耗较多的功率，导致二极管发热严重，如果器件选型不合适，高压侧串联谐振，很有可能会降低效率，但消除前级尖峰，会使机器变得更可靠。所以实际设计中会综合各方面因素来考虑设计方案，不能一味的追求某项参数指标。功率电路模型如下：
图6 推挽谐振变换器功率模型
仿真参数：dc输入：4056v；dc输出：320430v；输出功率：1000w。
谐振参数：电感37uh，电容220nf
图7 谐振电流和电容电压
图8 前级开关管漏源电压及沟道电流
图9 前级开关管zvs
图10 二极管zcs
图11 输出与输入功率
什么是4G Cat.1？4G Cat.1与4G有什么区别？
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