使用并联升压转换器的大功率音频放大器方案
用于大功率便携式扬声器（如手推车扬声器）的音频放大器通常使用锂离子电池供电，这些电池可以从单节电池到串联的几节电池不等。设计人员通常使用升压转换器为音频放大器产生电压，因为扬声器的功耗可能超过几百瓦。
出于成本考虑，大功率音频放大器的一种方法是在并联主副配置中使用两个升压转换器，其中副转换器的反馈电压节点接地，其 comp 电压节点连接到主转换器的 comp 电压节点。由于comp节点电压决定了功率电感的峰值电流，副转换器跟踪主转换器产生相同的峰值电流，从而实现两个转换器之间的负载共享。
这种方法在峰值电流平衡方面简单有效。然而，决定实际功率的是与电感峰值电流不同的直流电流。电感值的不匹配不可避免地会导致两个转换器中的直流电流不同，即使它们的峰值电流相同。更糟糕的是，两个转换器中的峰值电流很容易被抵消超过 20%，从而导致固有电路参数容差导致更大的电流共享误差，例如：
脉宽调制 （pwm） 控制器从 comp 引脚到 pwm 比较器的内部偏移电压。
电流检测电阻以及电流检测放大器的增益（如果适用）。
斜率补偿信号叠加在电流检测信号上。
结果是一个转换器过热的不平衡功率共享，如果没有更昂贵的热管理方案，这种情况会显着降低系统的整体可靠性。
但是，还有其他选择。本文将讨论简单的电流共享方案，并提出一种最小化并联升压转换器之间的直流电流共享误差的方法，包括作为概念验证的实验结果。
均流控制方案及工作原理
图 1显示了一个电流共享控制方案，其中附属公司被迫提供与主要公司相同的负载电流。共享控制电路包括：
运算放大器（op amp）u1
电流检测电阻 r sn1和 r sn2由 r 1和 r 3以及 r 2和 r 4组成的电阻分压器可选的感应滤波电容器 c 1和 c 2补偿电容 c 3以稳定共享控制回路
共享控制电阻 r 5
图 1在这种均流控制方案中，附属公司被迫提供与主要公司相同的负载电流。资料来源：德州仪器
假设 u1 是理想运算放大器，r sn1 = r sn2，r 1 = r 2和 r 3 = r 4。如果 i o2变得大于 i o1（u1 的输出电压），v c将增加。因此，f b2电压将升高，降低 v o2和 i o2直到 i o2 = i o1。同样，如果 i o2变得小于 i o1，电路将迫使 v o2和 i o2增加以达到 i o2 = io1。简而言之，i o2将跟踪 i o1以实现平衡均流。
在稳定状态下，直流电流 i o1、 i o2和 i out满足公式 1：
分析电流平衡误差
实际上，没有任何电路参数是完美的。有两个因素会为图 1 所示的电路引入电流共享误差：r sn1、r sn2、r 1、r 2、r 3和 r 4的电阻值容差，以及 u1 的输入失调电压和偏置电流。
为了最大限度地减少电流平衡误差，在所有六个位置使用e96系列中的电阻器（容差为 0.1%）会将它们对共享误差的影响限制在 0.6% 以下。
图 2这是 u1 的等效电路的样子。资料来源：资料来源：德州仪器
下面我们来分析一下u1造成的错误。假设u1的输入失调电压为v os，失调电流为i os，r sn1 = r sn2，r 1 = r 2，r 3 = r 4。经过简单的电路分析，您可以看到由 v os和 i os引起的共享误差，如公式 2 所示。
δi o = |i o1 – i o2 | = 1/r sn1 （r 1 +r 3 ）/r 3 × v os + r 1 × i os ） （2）
等式 2 表明：
具有更高 v os和 i os的运算放大器会产生更大的错误。
较高的 r sn1和 r sn2值有助于减少误差。
电阻分压器的电压阶跃比越高，与 v 相关的误差越大。
如果r 1 = r 2 = 0 ω，则消除了由i os引起的误差。
然而，在选择这些设备时还有其他限制。具有超低 v os和 i os的运算放大器通常很昂贵。大电流检测电阻器不仅会导致高功耗，而且成本更高。因此，更具成本效益的方法是优化电阻分压器的选择。
优化电阻分压器选择
电阻分压器的降压比应尽可能小。在最好的情况下，u1 应该是一个运算放大器，可以将转换器的输出电压作为偏置电源电压。这是因为您可以移除每个分压器的底部电阻，如图 3所示。由于 u1 的两个输入引脚的高阻抗，每个分压器顶部电阻上的压降可以忽略不计，从而使 u1 的两个输入能够直接感应电流差。直接感测使感测误差和共享误差最小化。它还消除了电阻分压器中的静态功耗。
图 3最佳均流方案显示何时 v out可以直接为 u 1供电。资料来源：德州仪器
如果不衰减，输出电压轨上的开关纹波可能会影响 u1 的性能。使用c 1和c 2与r 1和r 2组成低通滤波器将降低u1 输入端的纹波电压。因此，r 1和r 2不得为0 ω。在选择 r 1和 r 2以及 c 1和 c 2的值时，您必须进行权衡，以便以最小的成本实现所需的纹波衰减。
并联升压转换器的电流共享
对于某些升压转换器应用，v out可能会超过 u1 的最大电源电压额定值。因此，u1 的偏置电源必须具有较低的电压，例如转换器的偏置电源电压 v cc。在这种情况下，您必须使用图 1 中的 r 3和 r 4来将 v 1和 v 2保持在 u1 的偏置电源电压之下。这样做的缺点是增加了电阻分压器的共享误差和相关的功耗。
为了提高并行升压转换器的性能，图 4显示了一种改进的电流共享控制方案。电流感应元件放置在输入侧。工作原理与图 1 类似，不同之处在于该方案实现了两个转换器的输入电流的共享平衡。
图 4升压转换器电流共享方案使用并行设置提供了更好的性能。资料来源：德州仪器
同样，假设 u1 是理想运算放大器，r sn1 = r sn2，r 1 = r 2和 r 3 = r 4，则输入电流 i in、i i1和 i i2满足公式 3。
选择 e96 系列中的所有六个电阻器（0.1% 容差）可以将它们对共享误差的影响限制在 《0.6%。u1 的失调电压和电流的影响与前面分析的相同；即，公式 4 计算共享误差如下：
δi in = |i i1 – i i2 | = 1/r sn1 （r 1 + r 3 ）/r 3 × v os + r 1 × i os ） （4）
由于升压转换器的输入电压低于v out，因此可以降低所需的电阻分压器的降压比以获得更小的共享误差。如果升压输入电压小于 u1 的最大偏置电源电压额定值，u1 可以直接将输入电压 v in作为其偏置电源，您可以移除 r 3和 r 4以获得与前面讨论的相同的优势。
实验结果
为了验证这个概念，让我们在共享控制电路旁边使用两个lm5155升压控制器评估模块，如图 4 所示。由于转换器的最大输入电压为 18 v，因此为 u1 选择lm8261运放可以直接将 v in作为偏置电源，从而消除了 r 3和 r 4。其他选择是：
r sn1 = r sn2 = 10 mω
r 1 = r 2 = 499 ω
c 1 = c 2 = 1 µf
c 3 = 100 nf
r 5 = 50 kω
根据lm8261 datasheet，u 1的最大v os为7 mv，最大i os为400 na。因此，由 u1 引起的最坏情况最大共享误差为 0.72 a，如公式 4 所示：δi in ≤ 1/10 mω （7 mv + 499 ω × 400 na） = 720 ma
图 5和图 6显示了两个典型的实验结果。主副转换器之间的输入电流共享误差小于 120 ma，远小于 720 ma 的最坏情况误差。
图5结果显示在 v in = 8 v 和 98 w 负载下的输入电流共享。资料来源：德州仪器
图 6结果显示在 v in = 8 v 和 72 w 负载下的输入电流共享。资料来源：德州仪器
所提出的概念还应用于典型手推车扬声器的 9-16 v输入至 50 v输出、300 w 电源的参考设计，该电源由两个 150 w lm5155 升压转换器组成，主要和辅助配置。
由于升压转换器的输入电压通常低于输出电压，因此将感应控制电路置于输入侧有助于减少电流共享误差。本文提出的方案可能是用于手推车扬声器的高升压比升压转换器的解决方案。在此类应用中，输入通常是 12v 电池，输出电压大于 40v，因此需要并联升压转换器来支持超过 300w 的高保真音频放大器，例如 tpa3221。通过这种方案，并联转换器可以实现相当平衡的功率共享。
youhao xi，power tips 第 105 篇文章的作者，是德州仪器 （ti） 升压转换器和控制器解决方案的应用经理。
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较高的 r sn1和 r sn2值有助于减少误差。
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如果r 1 = r 2 = 0 ω，则消除了由i os引起的误差。
然而，在选择这些设备时还有其他限制。具有超低 v os和 i os的运算放大器通常很昂贵。大电流检测电阻器不仅会导致高功耗，而且成本更高。因此，更具成本效益的方法是优化电阻分压器的选择。
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图5结果显示在 v in = 8 v 和 98 w 负载下的输入电流共享。资料来源：德州仪器
图 6结果显示在 v in = 8 v 和 72 w 负载下的输入电流共享。资料来源：德州仪器
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