制作FETching分立放大器的一些技巧
作者：george alexandrov and nathan carter
用于光电二极管、压电和其他仪器仪表应用的低噪声放大器通常需要电路参数，例如极高的输入阻抗、低 1/f 噪声或亚皮安偏置电流，而现有的集成产品无法满足这些参数。本文讨论使用分立元件设计低噪声放大器的要求和挑战，特别强调折合到输入端的噪声和失调电压调整。
高输入增益拓扑的局限性
典型的分立放大器（如图1所示）使用高速运算放大器，前面是差分放大器级，采用双匹配jfet实现，提供高输入阻抗和一些初始增益。系统噪声主要由输入级主导，因此不需要低噪声运算放大器。
图1.高速、低噪声仪表放大器。
不幸的是，在低增益和高频下稳定输出是一个挑战。通过添加rc补偿网络c来实现稳定性c和 rc，但这些元件的最佳值会随着增益而变化，从而使整体设计复杂化。此外，对于某些应用来说，大信号响应可能太慢。
图2所示电路可以在单位增益下实现相当的噪声，而无需补偿。速度主要由运算放大器决定。该电路由三个主要部分组成：输出运算放大器、fet输入缓冲器和偏置fet的电流源。
图2.单位增益稳定版放大器。
输入级的单位增益配置对运算放大器的噪声性能有严格的限制。在图1所示电路中，输入fet的增益有限，从而降低了下一级的噪声影响。在单位增益配置中，总噪声在输入缓冲器和运算放大器之间分配，因此需要一个低噪声运算放大器。
输入级电流源
如果实施不当，用于偏置fet输入缓冲器的电流源会对整体系统噪声产生巨大影响。最小化偏置噪声贡献的一种方法是在简单的电流镜中添加衰减电阻，如图3所示。
图3.电流镜退化。
流入晶体管q的电流0镜像在晶体管 q 中1和 q2.噪声源包括晶体管的1/f和散粒噪声。添加退化电阻可将散粒噪声降低 1 + g 倍mr德根，但对 1/f 噪声没有影响。该噪声源建模为基极和发射极之间的电流，无法通过添加r来改善德根.需要不同的电流源架构来同时降低两个噪声源。
图4.带电流分配电阻的电流镜。
修改后的电流镜如图4所示。该电流源需要较少的晶体管，允许使用双晶体管对而不是四通道封装，并减小了尺寸和成本。噪声性能得到极大改善，因为散粒噪声和1/f噪声都被抵消了。来自晶体管q的电流0镜像到晶体管 q1.该电流使用一对电阻在集电极上分配，因此1/f和散粒噪声将均匀分配。由于噪声源来自同一晶体管，因此它们是相干的。输出为差分输出，因此噪声被抵消，如图5所示。
图5.显示噪声消除的电流源的理想表示。
电流镜子晶体管仍然退化，以改善电流匹配和输出阻抗。电流由r两端的压降决定德根，因此晶体管匹配并不像未退化的情况下那么重要。这允许使用几乎任何匹配对，但集电极电容必须很低以保持稳定性。两种实现方案的差分输入电容保持不变，因为两个输入器件的源之间的耦合主要由放大器的低差分输入阻抗决定。
为了进行测试，决定偏置电流的基准电压源由连接到v的电阻器设置。抄送.这使得电路容易出现性能问题，如果v。抄送变化。在实际实现中，应使用齐纳、带隙或ic基准电压源代替电阻。
运算放大器
运算放大器决定了整个放大器的速度、噪声、输出性能和失真，因此必须根据应用进行选择。表1显示了合适运算放大器的一些典型值。
表 1.相关运算放大器特性
宽带噪声 （nv/√hz） 电源电流（每个放大器的ma） 3 db 带宽 （mhz @ g = 1） 电源电压 （v）
ada4897 1.0 3 230 ±1.5 至 ±5
ada4898 0.9 8 65 ±5 至 ±18
ada4897非常适合实现大多数高速检测应用所需的低噪声性能。对于高压应用，ada4898也表现良好。该器件能够采用 ±18v 电源供电，保持低噪声，同时仅消耗 8ma 电源电流。两个放大器均采用压摆率超过50 v/μs的复合设计。
输入场效应晶体管
输入fet决定了放大器的输入特性。最佳性能要求fet具有良好的匹配性、低噪声和低输入偏置电流。最重要的是，这些jfet决定了输入失调电压，因此它们必须非常匹配。在lsk389的情况下，最大δv一般事务人员为 20 mv，对应于 v操作系统20 mv。稍后将讨论降低这种相对较高的失调电压的技术。
表 2.jfet的相关特性
宽带噪声 （nv/√hz @ f = 1 khz） 差分栅极至源极截止电压（mv最大值） 栅极-源极饱和电流比（最小值） 栅极电流 （pa）
lsk389a 0.9 （id= 2 ma） 20 0.90
不适用
lsk489 1.8 （id= 2 ma） 20
0.90 –2 至 –25
2n5564 2.0 （id= 1 ma） 5 0.95 –3
2sj109 1.1 （id= 3 ma） 20 0.90 不适用
放大器性能
以下示例使用由lsk389a njfet、pmp4201晶体管和运算放大器ada4897实现的放大器。评估板如图6所示。
图6.放大器评估板，包括数字电位计连接。
该放大器实现方案最明显的误差源是高输入失调电压。该失调电压主要由输入fet失配决定，可高达10 mv。（lsk389数据手册声称失配高达20 mv，但在测试期间从未见过如此高的数字。增益为100会产生1 v输出失调，使放大器几乎无用。在该放大器用作前置放大器之前，需要调整高输入失调电压。这是通过ad5292数字电位计完成的。本文讨论根据电位计的位置进行失调调整的两种方法。
输入失调电压
测试版本的放大器的输入失调电压范围为1 mv至10 mv。造成这种失调的主要原因是输入jfet的不匹配。lsk389 数据手册显示 idss变化可达 10%，影响 v一般事务人员并引入失调电压。幸运的是，失调源于通过jfet的不等偏置电流，因此可以调整提供这些电流的电流源以补偿该误差。实现零失调电压的一种方法如图7所示。
图7.使用电位计消除输入失调电压。
ad5141或ad5292等数字电位计可用于调节通过输入器件的电流。表3显示了这些器件的主要特性，包括一个通过spi接口控制的三端子电位计，用于精确定位游标以实现精确的电阻控制。
表 3.数字电位器规格
电源电压 （v） 标称电阻 （kω） 电阻容差 （%） 分辨率（位） 工作温度（°c）
ad5141 ±2.5 10, 100 8 8 –40 至 +125
ad5292 ±16 20, 50, 100 1 10 –40 至 +105
遗憾的是，这些数字电位计的端子寄生电容很高（高达85 pf），这会导致稳定性问题和高频振铃。图8显示了使用该电位计和不使用此电位计的放大器的阶跃响应。
图8.放大器a）带和b）不带电位计的阶跃响应，用于失调调整。
85 pf的寄生电容连接在输入fet的源极和地之间，在高频下引起明显的振铃和不稳定。另一种偏置设置可降低输入失调电压，同时在高频下保持低噪声和稳定性，如图9所示。
图9.使用电位计消除输入失调电压的替代方法。
在上述两种偏置方法中，数字电位计用于调节通过每个fet的电流，直到它们的栅源电压匹配并且输入失调电压最小化。但是，图9的偏置方案可确保电位计的高寄生电容不会导致高频不稳定和振铃。它的工作原理是结合图3和图4中的两种不同的电流镜配置。the q0/q1电流镜通过分离集电极电流为fet提供大部分电流，几乎没有从偏置晶体管引入噪声。q0/q2/q3形成一个更传统但更嘈杂的电流镜子。它们经过退化，因此仅提供总fet偏置电流的1%至2%（约30 μa）。这不足以引入显著噪声，但允许进行足够的调整，轻松调整10 mv失调。更重要的是，它确保电位计的寄生电容不会影响输出。因此，由于 rs分路器，可以根据q的退化可靠地调整偏移2/q3，任何电位计寄生效应都对输出没有影响。图10显示了镜像修整版本的阶跃响应。
图 10.放大器在电流镜处调整的阶跃响应。
数字电位计提供了一种调整失调电压的简便方法，允许在很宽的工作温度和电压范围内将失调降至最低。ad5292内置一个20次可编程存储器，允许在调整失调电压后永久存储游标位置。本电路采用ad5292评估板将失调调整电位计连接在板外。对于更紧凑的设计，数字电位计可以包含在板上，并使用其片内串行接口引脚进行编程。
使用这种方法，使用ad5292 20 kω电位计，lsk389/ada4897放大器的输入失调电压成功降至几微伏。
失调漂移
对于未修整的放大器，失调电压温度系数或输入失调电压随温度升高而增加的速率约为4 μv/°c。增加ad5292后，该值将增加到约25 μv/°c。 这些结果如图 11 所示。
图 11.输入失调电压与温度的关系。
尽管漂移变化很大，但放大器的动态范围得到了显著改善。考虑一个未修整的放大器，在增益为100，温度为85°c时失调为5 mv。 这将创建
v外= （v操作系统+ tcv操作系统× t） × g = （5 mv + 4 μv/°c × 85°c） × 100 = 534 mv。
如果在相同工作条件下将失调调整至5 μv，则输出失调将为
v外= （v操作系统+ tcv操作系统× t） × g = （5 μv + 25 μv/°c × 85°c） × 100 = 213 mv，
从而将动态范围提高 300 mv 以上。这也支持现场校准和系统级漂移校准和调整技术，从而进一步提高精度。
噪声
图 12.不同微调的折合到输入端的噪声电压。
图12显示了各种放大器配置的噪声密度。该放大器在8 ma电源电流下实现了2 nv/√hz的宽带噪声密度，优于现有的集成产品。未调整的1/f噪声在10 hz时为4 nv/√hz，在1 hz时为16 nv/√hz。 请注意，传统电流镜（红色曲线）的1/f和宽带噪声都高出1.5至2倍，并且总体噪声在调整后几乎保持不变，如其他三条曲线所示。
小信号传递函数
图13和图14显示了各种增益和调整设置下的频率响应。请注意，rs调整放大器不稳定，未调整和镜像调整版本之间的频率响应相同。
图 13.放大器的未修整版本在不同增益下的带宽。
图 14.用于不同电位计放置的单位增益带宽。
输入偏置电流
输入偏置电流使用增益配置和检测电阻测量。表4显示了各种器件、电压和温度的典型范围。
表 4.输入偏置电流值
ada4897 （25°c） ada4897 （125°c） ada4898 （±5 v） ada4898 （±15 v）
输入偏置电流 （pa） <1 4000–10,000 <1 15–50
结论
随着越来越多的应用需要具有高输入阻抗、低噪声和最小失调电压的专用运算放大器，能够使用分立器件设计专用电路变得越来越重要。本文介绍了一款高速、低噪声放大器，其输入失调电压可调，仅使用四个分立器件。讨论了每级的设计考虑因素，特别强调了放大器的噪声性能以及消除散粒和1/f噪声的各种方法。使用运算放大器ada4897和lsk389 jfet，设计并测试了一款单位增益放大器，具有2 nv/√hz输入参考噪声，电源电流仅为8 ma。10 mv范围内的高输入失调电压使用数字电位计ad5292进行数字调整。讨论了替代部件，以适应不同的应用和环境。
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拒绝套路、内幕，揭穿不良厂商的蓝牙“残血版”
浅谈嵌入式MCU的中断处理
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20～40W电子镇流器原理与维修
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电路板上电子元件识别及作用
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基于0.35 μmSi CMOS平面工艺设计了SiGe HBT低噪声放大器
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华为Mate10即将上市套路深，华为Mate9诚意满满降价支持你选谁？
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高输入增益拓扑的局限性
典型的分立放大器（如图1所示）使用高速运算放大器，前面是差分放大器级，采用双匹配jfet实现，提供高输入阻抗和一些初始增益。系统噪声主要由输入级主导，因此不需要低噪声运算放大器。
图1.高速、低噪声仪表放大器。
不幸的是，在低增益和高频下稳定输出是一个挑战。通过添加rc补偿网络c来实现稳定性c和 rc，但这些元件的最佳值会随着增益而变化，从而使整体设计复杂化。此外，对于某些应用来说，大信号响应可能太慢。
图2所示电路可以在单位增益下实现相当的噪声，而无需补偿。速度主要由运算放大器决定。该电路由三个主要部分组成：输出运算放大器、fet输入缓冲器和偏置fet的电流源。
图2.单位增益稳定版放大器。
输入级的单位增益配置对运算放大器的噪声性能有严格的限制。在图1所示电路中，输入fet的增益有限，从而降低了下一级的噪声影响。在单位增益配置中，总噪声在输入缓冲器和运算放大器之间分配，因此需要一个低噪声运算放大器。
输入级电流源
如果实施不当，用于偏置fet输入缓冲器的电流源会对整体系统噪声产生巨大影响。最小化偏置噪声贡献的一种方法是在简单的电流镜中添加衰减电阻，如图3所示。
图3.电流镜退化。
流入晶体管q的电流0镜像在晶体管 q 中1和 q2.噪声源包括晶体管的1/f和散粒噪声。添加退化电阻可将散粒噪声降低 1 + g 倍mr德根，但对 1/f 噪声没有影响。该噪声源建模为基极和发射极之间的电流，无法通过添加r来改善德根.需要不同的电流源架构来同时降低两个噪声源。
图4.带电流分配电阻的电流镜。
修改后的电流镜如图4所示。该电流源需要较少的晶体管，允许使用双晶体管对而不是四通道封装，并减小了尺寸和成本。噪声性能得到极大改善，因为散粒噪声和1/f噪声都被抵消了。来自晶体管q的电流0镜像到晶体管 q1.该电流使用一对电阻在集电极上分配，因此1/f和散粒噪声将均匀分配。由于噪声源来自同一晶体管，因此它们是相干的。输出为差分输出，因此噪声被抵消，如图5所示。
图5.显示噪声消除的电流源的理想表示。
电流镜子晶体管仍然退化，以改善电流匹配和输出阻抗。电流由r两端的压降决定德根，因此晶体管匹配并不像未退化的情况下那么重要。这允许使用几乎任何匹配对，但集电极电容必须很低以保持稳定性。两种实现方案的差分输入电容保持不变，因为两个输入器件的源之间的耦合主要由放大器的低差分输入阻抗决定。
为了进行测试，决定偏置电流的基准电压源由连接到v的电阻器设置。抄送.这使得电路容易出现性能问题，如果v。抄送变化。在实际实现中，应使用齐纳、带隙或ic基准电压源代替电阻。
运算放大器
运算放大器决定了整个放大器的速度、噪声、输出性能和失真，因此必须根据应用进行选择。表1显示了合适运算放大器的一些典型值。
表 1.相关运算放大器特性
宽带噪声 （nv/√hz） 电源电流（每个放大器的ma） 3 db 带宽 （mhz @ g = 1） 电源电压 （v）
ada4897 1.0 3 230 ±1.5 至 ±5
ada4898 0.9 8 65 ±5 至 ±18
ada4897非常适合实现大多数高速检测应用所需的低噪声性能。对于高压应用，ada4898也表现良好。该器件能够采用 ±18v 电源供电，保持低噪声，同时仅消耗 8ma 电源电流。两个放大器均采用压摆率超过50 v/μs的复合设计。
输入场效应晶体管
输入fet决定了放大器的输入特性。最佳性能要求fet具有良好的匹配性、低噪声和低输入偏置电流。最重要的是，这些jfet决定了输入失调电压，因此它们必须非常匹配。在lsk389的情况下，最大δv一般事务人员为 20 mv，对应于 v操作系统20 mv。稍后将讨论降低这种相对较高的失调电压的技术。
表 2.jfet的相关特性
宽带噪声 （nv/√hz @ f = 1 khz） 差分栅极至源极截止电压（mv最大值） 栅极-源极饱和电流比（最小值） 栅极电流 （pa）
lsk389a 0.9 （id= 2 ma） 20 0.90
不适用
lsk489 1.8 （id= 2 ma） 20
0.90 –2 至 –25
2n5564 2.0 （id= 1 ma） 5 0.95 –3
2sj109 1.1 （id= 3 ma） 20 0.90 不适用
放大器性能
以下示例使用由lsk389a njfet、pmp4201晶体管和运算放大器ada4897实现的放大器。评估板如图6所示。
图6.放大器评估板，包括数字电位计连接。
该放大器实现方案最明显的误差源是高输入失调电压。该失调电压主要由输入fet失配决定，可高达10 mv。（lsk389数据手册声称失配高达20 mv，但在测试期间从未见过如此高的数字。增益为100会产生1 v输出失调，使放大器几乎无用。在该放大器用作前置放大器之前，需要调整高输入失调电压。这是通过ad5292数字电位计完成的。本文讨论根据电位计的位置进行失调调整的两种方法。
输入失调电压
测试版本的放大器的输入失调电压范围为1 mv至10 mv。造成这种失调的主要原因是输入jfet的不匹配。lsk389 数据手册显示 idss变化可达 10%，影响 v一般事务人员并引入失调电压。幸运的是，失调源于通过jfet的不等偏置电流，因此可以调整提供这些电流的电流源以补偿该误差。实现零失调电压的一种方法如图7所示。
图7.使用电位计消除输入失调电压。
ad5141或ad5292等数字电位计可用于调节通过输入器件的电流。表3显示了这些器件的主要特性，包括一个通过spi接口控制的三端子电位计，用于精确定位游标以实现精确的电阻控制。
表 3.数字电位器规格
电源电压 （v） 标称电阻 （kω） 电阻容差 （%） 分辨率（位） 工作温度（°c）
ad5141 ±2.5 10, 100 8 8 –40 至 +125
ad5292 ±16 20, 50, 100 1 10 –40 至 +105
遗憾的是，这些数字电位计的端子寄生电容很高（高达85 pf），这会导致稳定性问题和高频振铃。图8显示了使用该电位计和不使用此电位计的放大器的阶跃响应。
图8.放大器a）带和b）不带电位计的阶跃响应，用于失调调整。
85 pf的寄生电容连接在输入fet的源极和地之间，在高频下引起明显的振铃和不稳定。另一种偏置设置可降低输入失调电压，同时在高频下保持低噪声和稳定性，如图9所示。
图9.使用电位计消除输入失调电压的替代方法。
在上述两种偏置方法中，数字电位计用于调节通过每个fet的电流，直到它们的栅源电压匹配并且输入失调电压最小化。但是，图9的偏置方案可确保电位计的高寄生电容不会导致高频不稳定和振铃。它的工作原理是结合图3和图4中的两种不同的电流镜配置。the q0/q1电流镜通过分离集电极电流为fet提供大部分电流，几乎没有从偏置晶体管引入噪声。q0/q2/q3形成一个更传统但更嘈杂的电流镜子。它们经过退化，因此仅提供总fet偏置电流的1%至2%（约30 μa）。这不足以引入显著噪声，但允许进行足够的调整，轻松调整10 mv失调。更重要的是，它确保电位计的寄生电容不会影响输出。因此，由于 rs分路器，可以根据q的退化可靠地调整偏移2/q3，任何电位计寄生效应都对输出没有影响。图10显示了镜像修整版本的阶跃响应。
图 10.放大器在电流镜处调整的阶跃响应。
数字电位计提供了一种调整失调电压的简便方法，允许在很宽的工作温度和电压范围内将失调降至最低。ad5292内置一个20次可编程存储器，允许在调整失调电压后永久存储游标位置。本电路采用ad5292评估板将失调调整电位计连接在板外。对于更紧凑的设计，数字电位计可以包含在板上，并使用其片内串行接口引脚进行编程。
使用这种方法，使用ad5292 20 kω电位计，lsk389/ada4897放大器的输入失调电压成功降至几微伏。
失调漂移
对于未修整的放大器，失调电压温度系数或输入失调电压随温度升高而增加的速率约为4 μv/°c。增加ad5292后，该值将增加到约25 μv/°c。 这些结果如图 11 所示。
图 11.输入失调电压与温度的关系。
尽管漂移变化很大，但放大器的动态范围得到了显著改善。考虑一个未修整的放大器，在增益为100，温度为85°c时失调为5 mv。 这将创建
v外= （v操作系统+ tcv操作系统× t） × g = （5 mv + 4 μv/°c × 85°c） × 100 = 534 mv。
如果在相同工作条件下将失调调整至5 μv，则输出失调将为
v外= （v操作系统+ tcv操作系统× t） × g = （5 μv + 25 μv/°c × 85°c） × 100 = 213 mv，
从而将动态范围提高 300 mv 以上。这也支持现场校准和系统级漂移校准和调整技术，从而进一步提高精度。
噪声
图 12.不同微调的折合到输入端的噪声电压。
图12显示了各种放大器配置的噪声密度。该放大器在8 ma电源电流下实现了2 nv/√hz的宽带噪声密度，优于现有的集成产品。未调整的1/f噪声在10 hz时为4 nv/√hz，在1 hz时为16 nv/√hz。 请注意，传统电流镜（红色曲线）的1/f和宽带噪声都高出1.5至2倍，并且总体噪声在调整后几乎保持不变，如其他三条曲线所示。
小信号传递函数
图13和图14显示了各种增益和调整设置下的频率响应。请注意，rs调整放大器不稳定，未调整和镜像调整版本之间的频率响应相同。
图 13.放大器的未修整版本在不同增益下的带宽。
图 14.用于不同电位计放置的单位增益带宽。
输入偏置电流
输入偏置电流使用增益配置和检测电阻测量。表4显示了各种器件、电压和温度的典型范围。
表 4.输入偏置电流值
ada4897 （25°c） ada4897 （125°c） ada4898 （±5 v） ada4898 （±15 v）
输入偏置电流 （pa） <1 4000–10,000 <1 15–50
结论
随着越来越多的应用需要具有高输入阻抗、低噪声和最小失调电压的专用运算放大器，能够使用分立器件设计专用电路变得越来越重要。本文介绍了一款高速、低噪声放大器，其输入失调电压可调，仅使用四个分立器件。讨论了每级的设计考虑因素，特别强调了放大器的噪声性能以及消除散粒和1/f噪声的各种方法。使用运算放大器ada4897和lsk389 jfet，设计并测试了一款单位增益放大器，具有2 nv/√hz输入参考噪声，电源电流仅为8 ma。10 mv范围内的高输入失调电压使用数字电位计ad5292进行数字调整。讨论了替代部件，以适应不同的应用和环境。
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