基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法
基于dsp控制的pfc变换器的新颖采样算法
0引言
数字信号处理器(dsp)已经被广泛应用于通信，智能控制，运动控制等许多领域中。由于具有处理速度快、灵活、精确、可靠等特点，dsp已逐渐取代了传统的模拟控制，例如开关电源中的dc/dc变换器，pfc变换器，以及高频脉宽调制(pwm)逆变器等[1][2]。而在这些应用中，为了消除高频噪声的影响，也同时为了增加功率密度，通常要求开关频率保持在20khz以上。如不考虑采样保持时间和模/数转换，一般的dsp芯片都能够在此频率以上工作。但这些应用场合又必须对模拟电压和电流进行采样，才能保证反馈控制的有效性。本文在传统pfc变换器控制电路的基础上，提出了一种采用dsp作为pfc的控制电路的方法，并详细分析了在平均电流模式控制下传统的单周期单采样（ssop）的方法，最后提出了能够大大改善开关抗噪声性能的新颖采样算法。 1 基于dsp的pfc控制策略原理 图1所示为pfc变换器的系统框图和dsp控制。为了获得高功率因数，采用了升压拓扑结构。乘法器是图中的关键部件，其输入信号为电压环路中电压补偿器ea1的输出电压信号和整流电压|vin|信号，其输出作为控制开关管的基准，与反映电感电流il的信号进行比较，从而控制开关管的通断时间。因此，变换器必须同时对输入电流iin，输入电压vin和输出电压vout采样。 为了实现pfc变换器的数字控制，要求转移函数为离散表达式。为方便起见，这里首先采用拉普拉斯变换。电压补偿器ea1的连续转移函数可表示为 g1(s)=(vref－vp)/(vv－sam－vref)=k1＋k2/s（1） 式中：k1=rvf/rvi；k2=1/rvicvf。 考虑到第一级采样和保持效果，将式（1）变成式（2），即 g1′(s)=g1(s)=（2） 式中：t为开关周期。 从而得到转移函数的离散表达式如式（3）所示。 δvo(k)=δvo(k－1)＋k1δvi(k)＋(tk2－k1)δvi(k－1)（3） 式中：δvo(k)=vref－vp(k)； δvi(k)=vv－sam(k)－vref； k为采样序列数。 从式（3）中可以清楚地看出，电压环路中电压补偿器ea1的输出电压在当前的采样周期是由它前一时刻的值和vv－sam共同决定的，其关系式如式（4）所示。 vp(k)=vp(k－1)－k1vv－sam(k)－(tk2－k1)vv－sam(k－1)＋tk2vref（4） 同样，电流环中的补偿器ea2的转移函数也可由图1（a）得到 g2(s)=（5） 式中：k3=rczccz； k4=rciccz。 因此，转移函数的离散表达式为 vpwm(k)=vpwm(k－1)＋vc(k)＋vc(k－1)（6） 图1(b)是pfc变换器的dsp控制阶段。该阶段对3个主要电量：感应电流il，整流输入电压|vin|和输出电压vout进行采样。这些值经过采样后再被转换成数字量，参与dsp随后的计算过程。与开关频率比较而言，这3个信号中的两个电压信号就成了主要的低频信号了。这里要求感应电流最好能被瞬时地反馈，这一点在模拟控制器中是很容易实现的，而在数字信号处理中由于采样速率的限制和a/d转换使得很难满足这一要求。在实际的采样算法中，采样信号用来计算以后周期的脉冲宽度。 2 单周期单采样方法的缺陷 对于一个数控的pfc来说，单周期单采样（ssop）使控制器相对模拟pfc而言对噪声更加敏感。由于开关噪声与电流传感器有关并受其影响，在开关点上经常会出现高频振荡，而且振荡将持续在一个相当长的周期内（如图2所示），这些噪声将影响系统的正常工作。最好的解决方法就是通过调整采样点避开此采样区间，即不固定点采样算法。另一方面，可采用dsp芯片来限制采样速率和a/d转换。 基于上述分析，ssop采样方法看似完美，但采用这种采样算法后又会带来新的问题，即如何在每一次开关循环中都确定一个固定的采样点，上面所提到的条件又如何在任何时间都能得到满足。在采用了ssop方法的pfc应用中，输入电流必须跟随正弦输入电压，且输出电压必须始终为常数。占空比d从接近于1减小到最小值dmin，而正弦交流电压相应地从零变化到峰值。如果dmin太小的话，就不能满足ssop算法的要求。最小占空比由式(7)给出。 dmin=（7） 通常，对于一个通用输入电压的pfc变换器来说，一般将其输出电压设计在385v左右。输入电压若为110v，dmin可以满足要求，但若为220v，dmin就只能达到0.12～0.22，假定主电压的变化范围为10％，则dmin将变得更低。由于d在每一个周期内从dmin变化到1，因此，如果采样过程能够在开关导通时间内结束的话，就可能避开开关噪声的干扰。所以，功率转换开关s的导通时间便成了提高dsp控制pfc变换器开关频率的主要限制因素。 3 采样算法原理 由于dsp本身具有很强的运算能力，所以，它能够通过一种新颖的采样算法来消除ssop算法的缺陷。假定电路工作在固定频率fs（=1/t）下，开关噪声振荡保持周期为τosc，采样周期为τsam。为保证开关的抗噪声性能，必须满足以下要求： 1）在开关转换后的τosc间隔时间内不能进行采样； 2）在采样的τsam间隔时间内不能进行开关转换，因为任何扰动都有可能引起采样结果发生错误。 针对以上两个条件，对采样时刻d1t和d2t定义如下： d1t=τosc（8） d2t=2τosc＋τsam（9） 由式（8）及式（9）可知，一旦确定τosc和τsam后，d1t和d2t的值也就确定了。此时，就可以在控制器中应用z域的稳定性分析。 经计算可得最大开关频率为 fs=（10） 本周期时间脉冲宽度dt是利用上一周期所获得采样值经计算得到的，再根据dt是否大于τosc＋τsam来确定采样时间是否合适。如果dt>τosc＋τsam，如图3（a）所示，d1t便是合适的采样点；如果dt<τosc＋τsam，则il(d2t)被采样，但不能直接用il(d2t)来计算脉宽，因为，在il（d1t）和il（d2t）之间存在着一定的误差(此误差可通过电流补偿环路中的积分算法来消除)。因此，必须先从il(d2t)中求出il(d1t)的值。 1）dt
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