解析双极性步进电机的基础知识
双极性步进电机的基础知识
双极性步进电机包含两绕组，为了使电机运行平稳，不断的给这两个线圈加以相位差90度的正弦波，步进电机就开始转动起来。
通常，步进电机不是由模拟线性放大器驱动;而是由pwm电流调节驱动，把线性的正弦波信号转换成了离散的直线段信号。 正弦波可被分成多段，随着段数的增加，波形不断接近正弦波。 实际应用中，段数多从4到2048或更多，大多数步进驱动ic采用4到64段细分。整步驱动，每一时刻只有一个相通电，两相电流交替和电流方向切换，使得一共产生四个步进电机机械状态。半步驱动，比整步驱动方式相对复杂一些，在同一时刻，可能两个相都需要被通电，如图1所示，使电机的步进分辨率提高了一倍。细分驱动，电机转子走一步的角度将会随着细分数的增加而减小，电机转动也越来越平稳，例如把一个32段细分序列称为八分之一步驱动模式(见图1)。
图1：细分驱动的电流波形。
电流控制精度的重要性
双极性步进电机转子的位置取决于流经两个线圈绕组的电流的大小。通常，选择步进电机的主要指标为，准确的机械定位或精准的机械系统速度控制。所以绕组电流的精度控制对步进电机的平稳运行非常重要。
在机械系统中，有两个问题会导致不准确的电流控制：
?在低速运行或用步进电机用于定位控制的情况下，每一细分段电机运行的步数错误，导致错误的定位。
?在高速运行下，系统非线性会导致短期电机运行速度变化，使得力矩不稳，增加了电机噪声和振动。
pwm控制和电流衰减模式(decay mode)
大多数的步进电机驱动ic，依靠步进电机绕组的电感特性实现pwm电流调节。通过每个绕组对应的功率mosfet组成的h桥电路，随着pwm控制开始，电源电压被加到电机绕组上，从而产生驱动电流。一旦电流达到设定值，h桥就会切换控制状态，使得输出电流衰减。 一定固定时间后，一个新的pwm周期又会开始，h桥再次产生线圈电流。
重复这一过程，使绕组电流上升和下降。通过电流采样和状态控制，可以调节控制每一段细分的峰值电流值。
在预期的峰值电流达到后，h桥驱动绕组的电流衰减控制方式有两种：
?绕组短路(同时开通低侧或高侧的mosfet)，电流衰减慢。
?h桥反向导通，或允许电流通过mosfet的体二极管流通，电流衰减快。
这两种电流衰减方式称为慢衰减和快衰减(见图2)。
图2：h桥工作状态。
由于电机绕组是感性的，电流的变化率取决于施加的电压和线圈感值。要步进电机快速运行，理想的情况就是是能够控制驱动电流在很短的时间内变化。不幸的是，电机运动中会产生一个电压，其方向与外加电压相反,反抗电流发生改变的趋势，称为“反电动势”。 所以电机转速越快，此反向电动势就越大，在它作用下电机随速度的增大而相电流减小，从而导致力矩变小。 为了减轻这些问题，要么提高驱动电压，要么降低电机绕组电感。 降低电感意味着用更少的匝数绕组，就需要更高的电流来达到相同的磁场强度和扭矩。
传统峰值电流控制的问题
传统的步进电机峰值电流控制，通常只检测通过线圈的峰值电流。 当预期的峰值电流达到后，h桥就会切换导通状态，使得输出电流衰减(快衰减，慢衰减，或两者的组合)，持续一定固定时间，或等一个pwm周期结束。电流衰减时，驱动ic无法检测输出电流，从而导致一些问题。
一般来说，最好是用慢衰减，可以得到更小的电流纹波，平均电流能更准确的跟踪峰值电流。 然而，随着步率增大，慢衰减不能够及时降低绕组电流，无法保证精确的电流调节。
为了防止采样到开关电流尖峰，在每个pwm周期的开始，有一个非常短的时间(blanking time)是不采样绕组电流的，那么此时的电流就是不受控制的。这会导致严重的电流波形畸变和电机运行的不稳定(见图3)。
图3：慢衰减模式下的电流畸变。
在正弦波达到峰值后，电流先开始衰减，然后又增加，直到h桥工作在高阻状态，电流才继续向零衰减。
为了避免这种情况，许多步进电机驱动芯片，在电流幅值增加的时候采用慢衰减模式，在电流幅值减小时使用快衰减或混合衰减(结合快衰减和慢衰减)模式。 然而，这两种衰减模式的平均电流是是完全不同的，因为快衰减模式时的电流纹波相对大很多。 结果就是，两种模式下的平均电流值相差很大，导致电机运行不平稳(见图4)。
图4：传统峰值电流控制下的波形
如图4波形所示，峰值电流后一步和前一步的电机步进不一样，会导致位置误差和瞬时速度的变化。电流过零时，因为两种衰减模式的切换，也会有同样的问题。
双向电流采样
传统的步进驱动，在每个h桥下管源极和地之间接外部检测电阻，只测量pwm导通时检测电阻上的正向电压。在慢衰减模式下，电流循环通过内部mosfet，不通过检测电阻，因此无法测量电流。在快衰减模式下，通过电阻的电流翻转，产生的是负电压。对于目前的电源ic工艺，负电压很难被简单的采样处理。
如果我们可以监控电流衰减时期的绕组电流，许多步进电机驱动的电流调节问题就能被解决。但是，如上所说通过外部检测电阻很难实现，更好的选择是尝试内部电流检测。内部电流检测允许在任何时候监测电流，如pwm导通时间，以及快衰减和慢衰减过程中。 虽然它增加了驱动ic的复杂性，但内部电流检测大大降低了系统成本，因为外部的采样电阻不需要了。 这些电阻非常大且昂贵，价格通常和驱动ic差不多!
mp6500步进驱动ic
mp6500双极性步进电机驱动芯片，集成内部电流检测，很好的取代了传统廉价的峰值电流控制双极步进电机的驱动ic。mp6500内部电路框图如图5所示。
图5：mp6500电路框图。
mp6500最大驱动电流峰值为2.5a(具体取决于封装和pcb设计);电源电压范围从4.5v至35v。 支持整步，半步，四分之一步，八分之一步驱动模式。不需要外部电流检测电阻，只需要一个接地的小型、低功耗电阻去设定绕组电流峰值。
内部电流检测依赖于精准的功率管及相关电路的匹配设计，可以保证始终准确采样绕组电流，从而提高步进电机的运行质量。
通常情况下， mp6500工作在慢衰减模式下。然而，当一个固定关断时间结束，慢衰减结束后，如果当前绕组电流仍高于预期水平，快衰减模式会被开启以用来迅速减小驱动电流到所需值。 这种混合控制模式，使得驱动电流快速下降到零，同时又保证平均电流尽量接近设定值。 当step跳变时，快衰减就被采用使得当前电流迅速被调整到零，如图6所示。
图6：mp6500的自动衰减模式(step跳变时)。
如果电源电压高，电感值低，或所需的峰值电流幅值很低，电流很有可能高于设定值。由于blanking time，每个pwm周期都会有一个最小导通时间，此时许多传统的步进电机驱动器无法控制绕组电流。如果发生这种情况，mp6500会不断采用快衰退模式来保证绕组电流一直不超过设定值(见图7)。
图7： mp6500的自动衰减模式(低电流情况下)。
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图1：细分驱动的电流波形。
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?在低速运行或用步进电机用于定位控制的情况下，每一细分段电机运行的步数错误，导致错误的定位。
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?绕组短路(同时开通低侧或高侧的mosfet)，电流衰减慢。
?h桥反向导通，或允许电流通过mosfet的体二极管流通，电流衰减快。
这两种电流衰减方式称为慢衰减和快衰减(见图2)。
图2：h桥工作状态。
由于电机绕组是感性的，电流的变化率取决于施加的电压和线圈感值。要步进电机快速运行，理想的情况就是是能够控制驱动电流在很短的时间内变化。不幸的是，电机运动中会产生一个电压，其方向与外加电压相反,反抗电流发生改变的趋势，称为“反电动势”。 所以电机转速越快，此反向电动势就越大，在它作用下电机随速度的增大而相电流减小，从而导致力矩变小。 为了减轻这些问题，要么提高驱动电压，要么降低电机绕组电感。 降低电感意味着用更少的匝数绕组，就需要更高的电流来达到相同的磁场强度和扭矩。
传统峰值电流控制的问题
传统的步进电机峰值电流控制，通常只检测通过线圈的峰值电流。 当预期的峰值电流达到后，h桥就会切换导通状态，使得输出电流衰减(快衰减，慢衰减，或两者的组合)，持续一定固定时间，或等一个pwm周期结束。电流衰减时，驱动ic无法检测输出电流，从而导致一些问题。
一般来说，最好是用慢衰减，可以得到更小的电流纹波，平均电流能更准确的跟踪峰值电流。 然而，随着步率增大，慢衰减不能够及时降低绕组电流，无法保证精确的电流调节。
为了防止采样到开关电流尖峰，在每个pwm周期的开始，有一个非常短的时间(blanking time)是不采样绕组电流的，那么此时的电流就是不受控制的。这会导致严重的电流波形畸变和电机运行的不稳定(见图3)。
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图6：mp6500的自动衰减模式(step跳变时)。
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