获得2MHz开关频率的四种设计技巧
设计人员必须满足汽车应用的许多电磁兼容性（emc）要求，并且为电源选择正确的开关频率（fsw）对满足这些要求至关重要。大多数设计人员在中波am广播频带外（通常为400khz或2mhz）选择开关频率，其中必须限制电磁干扰（emi）。2mhz选项是理想选择。因此，在此博文中，当尝试使用ti新型tps54116-q1 ddr内存电源解决方案作为示例在2mhz条件下操作时，我将提供一些关键考虑因素。
2mhz开关频率条件下工作时的第一个也是最重要的考虑因素是转换器的最小接通时间。在降压转换器中，当高侧mosfet导通时，它在关闭前必须保持最小的导通时间。通过峰值电流模式控制，最小导通时间通常受电流检测信号的消隐时间限制。转换器的最高最小导通时间通常发生在最小负载条件下，对此有三个原因。
较重负载条件下，电路中有直流降，增加了工作接通时间。
开关节点的上升时间和下降时间。死区时间期间（从低侧mosfet关断到高侧mosfet导通的时间，及高侧mosfet关断和低侧mosfet导通之间的时间），通过电感的电流对开关节点处的任意寄生电容进行充放电。轻负载条件下，电感器中的电流较少，因此电容充放电速度更缓慢，导致开关节点处的上升和下降时间较长。上升和下降时间较长使得开关节点处的有效脉冲宽度增加。
低到高的死区时间。当低侧mosfet关断且高侧mosfet再次导通之前，通过电感器的电流对开关节点处的电压进行充电，直到高侧mosfet的体二极管钳位开关节点电压。结果，死区时间的低侧mosfet关断到高侧mosfet期间，开关节点为高。由于开关节点在该时间段为高，因此低到高的死区时间增加了有效最小脉冲宽度。在图1中，您可看到，虽然导通时间相同，但脉冲宽度更大。
图1：满载和无负载时的脉冲宽度
试图在2mhz条件下工作时的第二个考虑因素是最小输入电压（vin）和输出电压（vout）的转换比。这与转换器的最小接通时间有关，因为该比率在转换器需要操作时设定接通时间。例如，若转换器具有100ns的最小导通时间且在2mhz条件下工作，则使用公式1，其可以支持的最小转换比（dmin）为20％。若给定的vin至vout比所需的导通时间小于最小导通时间，则多数转换器进入脉冲跨越模式以保持输出电压稳定。当脉冲跨越时，开关频率发生变化且可能在需要限制噪声的频率中引起噪声。
(1)
在电源连接到电池的汽车应用中，导通时间必须支持从6v至18v的典型vin范围转换。使用等式2（18v最大输入和20％转换比），最小输出电压为3.6v。当直接连接到电池时，可能发生超过此典型范围的大电压尖峰（例如在负载突降期间）。根据应用的要求，在输入电压尖峰期间，可以允许或不允许转换器进行脉冲跨越。
(2)
连接到3.3v或5v电源轨的稳压器可更容易地在2mhz条件下工作。例如，tps54116-q11的最大导通时间为125ns，因此在2mhz条件下，最小占空比为25％。3.3v输入支持的最小输出电压为0.825v；5v电轨时，支持的最小输出电压为1.25v。对给定应用中最小输出电压的全面分析还应包括vin和开关频率的容差。
试图在2mhz条件下操作时的第三个考虑因素是电感器中的交流损耗。交流损耗随开关频率的增加而增加，因此在选择2mhz的电感时需加以考虑。一些电感器使用具有较低ac损耗的型芯材料，以在较高频率下提供更好的效率。大多数电感器供应商提供一种工具来评估其电感器中的交流损耗。
试图在2mhz条件下操作时的第四个考虑因素是尺寸和效率之间的权衡。选择开关频率用于dc / dc转换器时，必须在尺寸和效率之间进行权衡。电感器尺寸和一些转换器损耗随开关频率的增加而增加。具体来讲，对比400 khz和2mhz两种条件时，2mhz设计将使用5倍更小的电感，但具有5倍更大的开关损耗。5倍较小的电感意味着电感尺寸较小。
与开关频率相关的转换器中的两个主要损耗是高侧mosfet和死区时间损耗的开关损耗。等式3是这些损失的基本估计，您可用它进一步分析伴随较高开关频率损耗增加的影响。例如，若为5v输入、4a负载、3ns上升时间、2ns下降时间、0.7v体二极管压降和20ns死区时间，预估功率损耗在2mhz时为325mw，在400khz时为65mw。
(3)
额外的功率损耗导致更高的工作结温。使用等式4（tps54116-q1evm-830中，rθja = 35°c/w），集成电路的结温将仅增加约9℃。热性能可能随不同的pcb布局而变化。
(4)
仅因为数据表在首页具有2mhz并不意味着在所有工作条件下都可以实现2mhz。2mhz条件下的开关具有其优缺点，并且通常要在dc/dc转换器解决方案的尺寸和效率之间权衡。订购tps54116-q1evm-830评估模块，并立即在webench®power designer中开始2mhz设计。
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2mhz开关频率条件下工作时的第一个也是最重要的考虑因素是转换器的最小接通时间。在降压转换器中，当高侧mosfet导通时，它在关闭前必须保持最小的导通时间。通过峰值电流模式控制，最小导通时间通常受电流检测信号的消隐时间限制。转换器的最高最小导通时间通常发生在最小负载条件下，对此有三个原因。
较重负载条件下，电路中有直流降，增加了工作接通时间。
开关节点的上升时间和下降时间。死区时间期间（从低侧mosfet关断到高侧mosfet导通的时间，及高侧mosfet关断和低侧mosfet导通之间的时间），通过电感的电流对开关节点处的任意寄生电容进行充放电。轻负载条件下，电感器中的电流较少，因此电容充放电速度更缓慢，导致开关节点处的上升和下降时间较长。上升和下降时间较长使得开关节点处的有效脉冲宽度增加。
低到高的死区时间。当低侧mosfet关断且高侧mosfet再次导通之前，通过电感器的电流对开关节点处的电压进行充电，直到高侧mosfet的体二极管钳位开关节点电压。结果，死区时间的低侧mosfet关断到高侧mosfet期间，开关节点为高。由于开关节点在该时间段为高，因此低到高的死区时间增加了有效最小脉冲宽度。在图1中，您可看到，虽然导通时间相同，但脉冲宽度更大。
图1：满载和无负载时的脉冲宽度
试图在2mhz条件下工作时的第二个考虑因素是最小输入电压（vin）和输出电压（vout）的转换比。这与转换器的最小接通时间有关，因为该比率在转换器需要操作时设定接通时间。例如，若转换器具有100ns的最小导通时间且在2mhz条件下工作，则使用公式1，其可以支持的最小转换比（dmin）为20％。若给定的vin至vout比所需的导通时间小于最小导通时间，则多数转换器进入脉冲跨越模式以保持输出电压稳定。当脉冲跨越时，开关频率发生变化且可能在需要限制噪声的频率中引起噪声。
(1)
在电源连接到电池的汽车应用中，导通时间必须支持从6v至18v的典型vin范围转换。使用等式2（18v最大输入和20％转换比），最小输出电压为3.6v。当直接连接到电池时，可能发生超过此典型范围的大电压尖峰（例如在负载突降期间）。根据应用的要求，在输入电压尖峰期间，可以允许或不允许转换器进行脉冲跨越。
(2)
连接到3.3v或5v电源轨的稳压器可更容易地在2mhz条件下工作。例如，tps54116-q11的最大导通时间为125ns，因此在2mhz条件下，最小占空比为25％。3.3v输入支持的最小输出电压为0.825v；5v电轨时，支持的最小输出电压为1.25v。对给定应用中最小输出电压的全面分析还应包括vin和开关频率的容差。
试图在2mhz条件下操作时的第三个考虑因素是电感器中的交流损耗。交流损耗随开关频率的增加而增加，因此在选择2mhz的电感时需加以考虑。一些电感器使用具有较低ac损耗的型芯材料，以在较高频率下提供更好的效率。大多数电感器供应商提供一种工具来评估其电感器中的交流损耗。
试图在2mhz条件下操作时的第四个考虑因素是尺寸和效率之间的权衡。选择开关频率用于dc / dc转换器时，必须在尺寸和效率之间进行权衡。电感器尺寸和一些转换器损耗随开关频率的增加而增加。具体来讲，对比400 khz和2mhz两种条件时，2mhz设计将使用5倍更小的电感，但具有5倍更大的开关损耗。5倍较小的电感意味着电感尺寸较小。
与开关频率相关的转换器中的两个主要损耗是高侧mosfet和死区时间损耗的开关损耗。等式3是这些损失的基本估计，您可用它进一步分析伴随较高开关频率损耗增加的影响。例如，若为5v输入、4a负载、3ns上升时间、2ns下降时间、0.7v体二极管压降和20ns死区时间，预估功率损耗在2mhz时为325mw，在400khz时为65mw。
(3)
额外的功率损耗导致更高的工作结温。使用等式4（tps54116-q1evm-830中，rθja = 35°c/w），集成电路的结温将仅增加约9℃。热性能可能随不同的pcb布局而变化。
(4)
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