模拟基础知识:处理SAR ADC输入驱动难题
模拟基础知识 ：处理 sar adc 输入驱动难题
编者注：
模数转换器 （adc） 将模拟世界与数字世界连接，因此是连接现实世界中任何电子系统的基本组件。它们也是决定系统性能的关键因素。本系列文章探讨adc的基础知识及其类型、应用。本文将探讨sar adc的输入驱动难题。
许多数据采集、工业控制和仪表应用都需要超高速模数转换器 （adc），而逐次逼近寄存器（sar） 转换器则能完全满足这一要求。然而，我们必须确保sar转换器周围的外部电路也能胜任这一任务，才能确保成功的转换结果。对于sar转换器来说，需要特别注意的关键端子是其模拟信号输入端——如果不加以重视，这些输入引脚会产生稳定性问题和电容电荷“反冲”，从而导致转换不准确并延长信号采集时间。
在sar转换器应用中，精确控制输入信号的解决方案在于运算放大器（运放）的驱动。如搭配适当的输出电阻和电容值，这些器件就是高分辨率、16位和20位sar转换器系统的高精度稳健解决方案的基础。
本文将简要讨论实现稳定准确的sar adc转换的相关问题。然后，介绍一款合适的运放来驱动sar adc，并说明如何实现必要的输入驱动电路。我们将以analog devices的解决方案为例进行说明。
sar adc输入电路
sar adc驱动电路具有将adc与其信号源隔离的运算放大器（a1和a2）（图1）。在该电路中，rext通过“隔离”放大器的输出级与adc容性负载（cin+和cin-）和cext隔离来保持稳定。cext和cref为adc提供了一个近乎完美的输入源，可以吸收来自in+、in-和ref输入端子的开关电荷注入。输入端子（in+， in-） 在转换器的采集期间跟踪输入信号 （vsig+， vsig-）的电压，为adc输入采样电容cin+和cin-充电。
图1：在该电路中，rext将cext与运放输出级“隔离”。cext和cref在采样期间为差分sar adc提供电荷储备。（图片来源：digi-key electronics）
以analog device的ad7915（16位）和ad4021（20位）sar adc为例观察adc内部，可以看到该器件使用了电荷再分配数模转换器 （dac）。容性dac有两个相同的二元加权电容阵列。这两个电容阵列连接非反相和反相比较器输入端（图2）。
图2：基于ad7915和ad4021的sar adc简化原理图，其中n表示转换器位数。（图片来源：digi-key electronics，在analog devices原始资料基础上进行了修改）
在采集阶段，输入端（in+和in-）切换到电容阵列。此外，sw+和sw-闭合，将最小有效位 （lsb） 电容与地（gnd） 相连。在这种状态下，电容阵列成为采样电容，采集in+和in-模拟信号。采集阶段结束后，控制逻辑（右侧）的cnv输入变为高电平，启动转换阶段。
转换阶段开始时，先断开sw+和sw-，将两个电容阵列切换到gnd。在这种配置下，捕获的in+和in-差分电压会导致比较器变得不平衡。电荷再分配dac在gnd和re 之间有条不紊地将电容器阵列的每个元件从最重要的位（msb） 切换到 lsb。比较器输入按二元加权电压步长来变化（vref/2n-1， vref/2n-2.。.vref/4， vref/2）。控制逻辑将开关从msb切换为lsb，使得比较器回到平衡状态。这个过程结束后，adc返回采集阶段，控制逻辑产生adc输出代码。
输入电荷注入、电路稳定性和驱动ad7915 adc
转换过程的关键是获取准确的输入信号电压。当驱动放大器准确地向输入电容器cin+和cin-进行充电时，adc数据转换过程就会顺利进行，同时保持稳定，直至adc采集时间结束。对设计者来说，问题在于adc的输入端引入了一个电容 （cin+，cin-） 以及需要驱动放大器进行管理的开关噪声或“反冲”电荷注入。
放大电路bode plot可以快速估算电路稳定性。bode plot工具可以近似地描述放大器的开环和系统闭环增益传递函数的大小（图3）。
y轴量化了放大器电路的开环增益 （aol） 和闭环增益（acl），其中放大器的aol曲线从130分贝 （db） 开始，闭环增益acl等于0db。沿x轴的单位以对数形式量化了从100赫兹（hz） 到1千兆赫兹 （ghz） 的开环和闭环增益频率。
在图3中，放大器在大约220hz （fo） 时的直流开环增益以-20db/十倍频程的速度从130db下降。随着频率的增加，这种衰减在持续并在大约180兆赫兹 （mhz） 时跨过0db。由于这条曲线表示单极系统，所以分频器频率fu等于单位增益稳定放大器的增益带宽乘积 （gbwp）。该图代表一个稳定的系统，因为aol和acl的截止率是20db/十倍频程。
加入rext和cext以及sar adc后，通过创建系统零点和极点来修改放大器电路（图4）。该系统包括一个16位、每秒1兆次 （msps） 的ad7915差分pulsar adc和一个180mhz、轨至轨输入/输出ada4807-1放大器，该器件由analog devices提供。由于存在30皮法（pf）（典型值）的adc输入电容负载，放大器和adc的组合需要rext。该电路还需要cext作为充电筒，在adc输入端提供足够的电荷，以准确匹配输入电压。
如图4所示，由于电路在初始采集时adc的电容负载和adc的开关电荷注入，有可能发生振荡。rext/cext放大器输出元件所产生的额外极点和零点保证了系统稳定，所以开环和闭环增益曲线交点大于20db/十倍频程，使相位裕度小于45°。这种配置与fp2和fz2一起构成一个不稳定电路。 为避免不稳定，在评估电路中带有rext和cext的放大器开环增益曲线时，设计人员需要考虑放大器的开环输出电阻ro的影响。阻值为50欧姆 （w） 的ro与rext、cext的组合通过引入一个极点（fp，公式1）和一个零点（fz，公式2）来修正开环响应曲线。ro、rext和cext的值决定了fp的转折频率。rext和cext的值决定了零转折频率fz。
等式1
等式2
fp和fz的计算结果是：
fp1 = 842khz
fz1 = 2.95mhz
其中：ro = 50wrext = 20wcext = 2.7纳法拉 （nf）
fp2 = 22.7mhz
fz2 = 79.5mhz
其中：ro = 50wrext = 20wcext = 0.1nf
上述fp1和fz1的值使ad7915和ada4807-1成为一个稳定的系统。
驱动easy drive ad4021 sar adc
ad7915的替代产品是ad4021 20位1msps easy drive sar转换器。ad4021器件系列将输入反冲和输入电流显著降低至0.5微安 （μa）/msps。easy drive器件的特点是能降低功耗和信号链复杂性。 ad4021的模拟输入端采用了能够降低典型开关式电容sar输入非线性电荷反冲的电路。因为减少了反冲并延长了采集阶段，因此可以使用较低带宽、较低功率的驱动放大器（图5）。
图5：ad4021的输入电路和采集时序降低了反冲开关电流，放宽了驱动放大器的严格要求。（图片来源：analog devices）
减少反冲并延长采集时间，也使得输入电阻电容 （rc） 滤波器中的rext电阻值增大，cext电容相应减小。这种较小的cext放大器负载组合提高了稳定性，降低了功耗。 使用单路5伏电源的ad4021的推荐连接图似乎具有类似电路图。但对放大器的要求降低了，rext/cext（r和c）的值更小（图6）。
图6：ad4021和ada4807-1的典型应用图，由单路5伏电源供电，与以上论的ad7915驱动相比，对放大器的要求更低，rext值更大。（图片来源：analog devices）
图6中，基于sar的ad4021也采用了电荷再分配采样dac。adc有一个板载转换时钟和串行时钟。因此，转换过程不需要同步时钟（sck） 输入。这种时钟配置可以延长采集时间，通过为输入信号提供更长的时间使其建立至最终值，从而提高精度。 ad7915和ad4021的驱动放大器主要考虑的是噪声，因为放大器/rext/cext组合必须从满量程阶跃到16位水平 （0.0015%， 15ppm） 的ad7915，以及20位水平（0.00001%， 1ppm） 的ad4021。
为了保持ad7915和ad4021的信噪比（ snr） 性能，驱动放大器的噪声必须小于adc噪声的三分之一。ad4021的噪声为60微伏有效值 （mvrms），这就要求放大器/rext/cext组合的噪声小于20mvrms。ad4021的噪声为31.5mvrms，这就要求放大器/rext/cext组合的噪声小于10.5mvrms。
analog devices的精密adc驱动器工具可帮助设计人员快速计算出正确的rext和cext值。通过选定的驱动器和adc，该工具可以模拟电路的建立时间、噪声和失真行为。
结语
sar adc将继续在超高速数据采集、工业控制和仪器仪表应用中占据主导地位。然而，我们需要考虑这类器件的外部输入电路——驱动放大器和输入滤波器，以适应潜在的开关电荷注入和放大器稳定性问题。
大多数sar转换器（如ad7916和ad4021）精确控制输入信号的解决方案都依赖运放驱动器，如本示例中的ada4807-1。如图所示，这类器件在适当的输出电阻和电容值的支持下形成一个坚实的基础，然后在此基础上建立一个高精度、稳健、高分辨率、16位或20位sar转换器系统。
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许多数据采集、工业控制和仪表应用都需要超高速模数转换器 （adc），而逐次逼近寄存器（sar） 转换器则能完全满足这一要求。然而，我们必须确保sar转换器周围的外部电路也能胜任这一任务，才能确保成功的转换结果。对于sar转换器来说，需要特别注意的关键端子是其模拟信号输入端——如果不加以重视，这些输入引脚会产生稳定性问题和电容电荷“反冲”，从而导致转换不准确并延长信号采集时间。
在sar转换器应用中，精确控制输入信号的解决方案在于运算放大器（运放）的驱动。如搭配适当的输出电阻和电容值，这些器件就是高分辨率、16位和20位sar转换器系统的高精度稳健解决方案的基础。
本文将简要讨论实现稳定准确的sar adc转换的相关问题。然后，介绍一款合适的运放来驱动sar adc，并说明如何实现必要的输入驱动电路。我们将以analog devices的解决方案为例进行说明。
sar adc输入电路
sar adc驱动电路具有将adc与其信号源隔离的运算放大器（a1和a2）（图1）。在该电路中，rext通过“隔离”放大器的输出级与adc容性负载（cin+和cin-）和cext隔离来保持稳定。cext和cref为adc提供了一个近乎完美的输入源，可以吸收来自in+、in-和ref输入端子的开关电荷注入。输入端子（in+， in-） 在转换器的采集期间跟踪输入信号 （vsig+， vsig-）的电压，为adc输入采样电容cin+和cin-充电。
图1：在该电路中，rext将cext与运放输出级“隔离”。cext和cref在采样期间为差分sar adc提供电荷储备。（图片来源：digi-key electronics）
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图2：基于ad7915和ad4021的sar adc简化原理图，其中n表示转换器位数。（图片来源：digi-key electronics，在analog devices原始资料基础上进行了修改）
在采集阶段，输入端（in+和in-）切换到电容阵列。此外，sw+和sw-闭合，将最小有效位 （lsb） 电容与地（gnd） 相连。在这种状态下，电容阵列成为采样电容，采集in+和in-模拟信号。采集阶段结束后，控制逻辑（右侧）的cnv输入变为高电平，启动转换阶段。
转换阶段开始时，先断开sw+和sw-，将两个电容阵列切换到gnd。在这种配置下，捕获的in+和in-差分电压会导致比较器变得不平衡。电荷再分配dac在gnd和re 之间有条不紊地将电容器阵列的每个元件从最重要的位（msb） 切换到 lsb。比较器输入按二元加权电压步长来变化（vref/2n-1， vref/2n-2.。.vref/4， vref/2）。控制逻辑将开关从msb切换为lsb，使得比较器回到平衡状态。这个过程结束后，adc返回采集阶段，控制逻辑产生adc输出代码。
输入电荷注入、电路稳定性和驱动ad7915 adc
转换过程的关键是获取准确的输入信号电压。当驱动放大器准确地向输入电容器cin+和cin-进行充电时，adc数据转换过程就会顺利进行，同时保持稳定，直至adc采集时间结束。对设计者来说，问题在于adc的输入端引入了一个电容 （cin+，cin-） 以及需要驱动放大器进行管理的开关噪声或“反冲”电荷注入。
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如图4所示，由于电路在初始采集时adc的电容负载和adc的开关电荷注入，有可能发生振荡。rext/cext放大器输出元件所产生的额外极点和零点保证了系统稳定，所以开环和闭环增益曲线交点大于20db/十倍频程，使相位裕度小于45°。这种配置与fp2和fz2一起构成一个不稳定电路。 为避免不稳定，在评估电路中带有rext和cext的放大器开环增益曲线时，设计人员需要考虑放大器的开环输出电阻ro的影响。阻值为50欧姆 （w） 的ro与rext、cext的组合通过引入一个极点（fp，公式1）和一个零点（fz，公式2）来修正开环响应曲线。ro、rext和cext的值决定了fp的转折频率。rext和cext的值决定了零转折频率fz。
等式1
等式2
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fp1 = 842khz
fz1 = 2.95mhz
其中：ro = 50wrext = 20wcext = 2.7纳法拉 （nf）
fp2 = 22.7mhz
fz2 = 79.5mhz
其中：ro = 50wrext = 20wcext = 0.1nf
上述fp1和fz1的值使ad7915和ada4807-1成为一个稳定的系统。
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图5：ad4021的输入电路和采集时序降低了反冲开关电流，放宽了驱动放大器的严格要求。（图片来源：analog devices）
减少反冲并延长采集时间，也使得输入电阻电容 （rc） 滤波器中的rext电阻值增大，cext电容相应减小。这种较小的cext放大器负载组合提高了稳定性，降低了功耗。 使用单路5伏电源的ad4021的推荐连接图似乎具有类似电路图。但对放大器的要求降低了，rext/cext（r和c）的值更小（图6）。
图6：ad4021和ada4807-1的典型应用图，由单路5伏电源供电，与以上论的ad7915驱动相比，对放大器的要求更低，rext值更大。（图片来源：analog devices）
图6中，基于sar的ad4021也采用了电荷再分配采样dac。adc有一个板载转换时钟和串行时钟。因此，转换过程不需要同步时钟（sck） 输入。这种时钟配置可以延长采集时间，通过为输入信号提供更长的时间使其建立至最终值，从而提高精度。 ad7915和ad4021的驱动放大器主要考虑的是噪声，因为放大器/rext/cext组合必须从满量程阶跃到16位水平 （0.0015%， 15ppm） 的ad7915，以及20位水平（0.00001%， 1ppm） 的ad4021。
为了保持ad7915和ad4021的信噪比（ snr） 性能，驱动放大器的噪声必须小于adc噪声的三分之一。ad4021的噪声为60微伏有效值 （mvrms），这就要求放大器/rext/cext组合的噪声小于20mvrms。ad4021的噪声为31.5mvrms，这就要求放大器/rext/cext组合的噪声小于10.5mvrms。
analog devices的精密adc驱动器工具可帮助设计人员快速计算出正确的rext和cext值。通过选定的驱动器和adc，该工具可以模拟电路的建立时间、噪声和失真行为。
结语
sar adc将继续在超高速数据采集、工业控制和仪器仪表应用中占据主导地位。然而，我们需要考虑这类器件的外部输入电路——驱动放大器和输入滤波器，以适应潜在的开关电荷注入和放大器稳定性问题。
大多数sar转换器（如ad7916和ad4021）精确控制输入信号的解决方案都依赖运放驱动器，如本示例中的ada4807-1。如图所示，这类器件在适当的输出电阻和电容值的支持下形成一个坚实的基础，然后在此基础上建立一个高精度、稳健、高分辨率、16位或20位sar转换器系统。
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