RF技术：利用THA从扩展带宽以突破X波段频率
摘要
模拟带宽的重要性高于其他一切在越来越多的应用中得到体现。随着gsps或rf adc的出现，奈奎斯特域在短短几年内增长了10倍，达到多ghz范围。这帮助上述应用进一步拓宽了视野，但为了达到x波段（12 ghz频率），仍然需要更多带宽。在信号链中运用采样保持放大器 (tha)，可以从根本上扩展带宽，使其远远超出adc采样带宽，满足苛刻高带宽的应用的需求。本文将证明，针对rf市场开发的最新转换器前增加一个tha，便可实现超过10 ghz带宽。
简介
gsps转换器是当下热门，其优势在于既能缩短rf信号链，又能在fpga中创建更多资源结构以供使用，例如：减少前端的下变频以及后级的数字下变频器 (ddc)。但相当多的应用仍然需要高频率的原始模拟带宽 (bw)，其远远超出了rf转换器所能实现的水平。在此类应用中，特别是在国防与仪器仪表行业（无线基础设施也一样），仍然有将带宽完全扩展到10 ghz或以上的需求，覆盖范围超出c波段，越来越多的应用需要覆盖到x波段。随着高速adc技术的进步，人们对ghz区域内高速精确地分辨超高中频 (if) 的需求也在提高，基带奈奎斯特域已超过1 ghz并迅速攀升。这一说法到本文发表的时候可能即已过时，因为这方面的发展非常迅猛。
这带来了两大挑战：一个是转换器设计本身，另一个是将信号耦合到转换器的前端设计，例如放大器、巴伦和pcb设计。转换器性能越出色，就对前端信号质量要求更高。越来越多的应用要求使用分辨率在8到14位的高速gsps转换器，然而前端的信号质量成为了瓶颈—系统的短板决定了整个项目的指标。
本文定义的宽带是指使用大于数百mhz的信号带宽，其频率范围为dc附近至5 ghz-10 ghz区域。本文将讨论宽带tha或有源采样网络的使用，目的是实现直至无穷大的带宽（抱歉，现在还没有玩具总动员表情符号可用），并着重介绍其背景理论，该理论支持扩展rf adc的带宽，而rf adc单凭自身可能没有此能力。最后，本文将说明一些考虑因素和优化技术，以帮助设计人员实现超宽带应用切实可行的宽带解决方案。
打好基础
对于雷达、仪器仪表和通信应用，高gsps转换器应用得非常广泛，因为它能提供更宽的频谱以扩展系统频率范围。然而，更宽的频谱对adc本身的内部采样保持器提出了更多挑战，因为它通常未针对超宽带操作进行优化，而且adc一般带宽有限，在这些更高模拟带宽区域中其高频线性度/sfdr会下降。
因此，在adc前面使用单独的tha来拓展模拟带宽成为了一个理想的解决方案，如此便可在某一精确时刻对频率非常高的模拟/rf输入信号进行采样。该过程通过一个低抖动采样器实现信号采样，并在更宽带宽范围内降低了adc的动态线性度要求，因为采样率rf模数转换过程中保持不变。
这种方案带来的好处显而易见：模拟输入带宽从根本上得以扩展，高频线性度显著改善，并且与单独的rf adc性能相比，tha-adc组件的高频snr得到改进。
tha特性及概述
adi的tha系列产品可以在18 ghz带宽范围内提供精密信号采样，在dc至超过10 ghz的输入频率范围内具有9到10位线性度、1.05 mv噪声和
以单级tha hmc661为例，产生的输出由两段组成。在输出波形（正差分时钟电压）的采样模式间隔中，器件成为一个单位增益放大器，在输入带宽和输出放大器带宽的约束下，它将输入信号复制到输出级。在正时钟到负时钟跃迁时，器件以非常窄的采样时间孔径对输入信号采样，并且在负时钟间隔内，将输出保持在一个相对恒定的代表采样时刻信号的值。配合adc进行前端采样时，常常优先使用单级器件（adi 同时法布里了两级tha 的型号hmc1061），原因是多数高速adc已经在内部集成一个tha，其带宽通常要小得多。因此，在adc之前增加一个tha便构成一个复合双级组件（或一个三级组件，如果使用的是双级hmc1061），tha在转换器前面。采用同等技术和设计时，单级器件的线性度和噪声性能通常优于双级器件，原因是单级器件的级数更少。所以，单级器件常常是配合高速adc进行前端采样的最佳选择。
图1. 采样保持拓扑结构：(1a) 单列，(1b) 双列。 延迟映射tha和adc
开发采样保持器和adc信号链的最困难任务之一，是在tha捕获采样事件的时刻与应将其移到adc上以对该事件重新采样的时刻之 间设置适当的时序延迟。设置两个高效采样系统之间的理想时间差的过程被称为延迟映射。
在电路板上完成该过程可能冗长乏味，因为纸面分析可能不会考虑pcb板上时钟走线传播间隔造成的相应延迟，内部器件组延迟，adc孔径延迟，以及将时钟分为两个不同段所涉及到的相关电路（一条时钟走线用于tha，另一条时钟走线用于adc）。设置tha和adc之间延迟的一种方法是使用可变延迟线。这些器件可以是有源或无源的，目的是正确对准tha采样过程的时间并将其交给adc进行采样。这保证了adc对tha输出波形的稳定保持模式部分进行采样，从而准确表示输入信号。
如图2所示， hmc856 可用来启动该延迟。它是一款5位qfn封装，90 ps的固有延迟，步进为3 ps或25ps ，32位的高速延时器。它的缺点是要设定/遍历每个延迟设置。要使能新的延迟设置，hmc856上的每个位/引脚都需要拉至负电压。因此，通过焊接下拉电阻在32种组合中找到最佳延迟设置会是一项繁琐的任务，为了解决这个问题，adi使用串行控制的spst开关和板外微处理器来帮助更快完成延迟设置过程。
图2. 延迟映射电路。 为了获得最佳延迟设置，将一个信号施加于tha和adc组合，该信号应在adc带宽范围之外。本例中，我们选择一个约10 ghz的信号，并施加-6 dbfs的电平（在fft显示屏上捕获）。延迟设置现在以二 进制步进方式扫描，信号的电平和频率保持恒定。在扫描过程中显示并捕获fft，收集每个延迟设置对应的基波功率和无杂散动态范围 (sfdr) 数值。
结果如图3a所示，基波功率、sfdr和snr将随所应用的每个设置而变化。如图所示，当把采样位置放在更好的地方（tha将样本送至adc的过程之中）时，基波功率将处于最高水平，而sfdr应处于最佳性能（即最低）。图3b为延迟映射扫描的放大视图，延迟设定点为671，即延迟应该保持固定于此窗口/位置。请记住，延迟映射程序仅对系统的相关采样频率有效，如果设计需要不同的采样时钟，则需要重新扫描。本例中，采样频率为4 ghz，这是该信号链中使用的tha器件的最高采样频率。
图3a. 每个延迟设置上信号幅度和sfdr性能的映射结果。
图3b. 每个延迟设置上信号幅度和sfdr性能的映射结果（放大）。 针对大量原始模拟带宽的前端设计
首先，如果应用的关键目标是处理10 ghz的带宽，我们显然应考虑rf方式。请注意，adc仍然是电压型器件，不会考虑功率。这种情况下，匹配这个词应该谨慎使用。我们发现，让一个转换器前端在每个频率都与100 msps转换器匹配几乎是不可能的；高频率带宽的rf adc不会有太大的不同，但挑战依旧。术语匹配应表示在前端设计中能产生最佳结果的优化。这是一个无所不包的术语，其中，输入阻抗、交流性能 (snr/sfdr)、信号驱动强度或输入驱动、带宽以及通带平坦度，这些指标都能产生该特定应用的最佳结果。
最终，这些参数共同定义了系统应用的匹配性能。开始宽带前端设计时，布局可能是关键，同时应当最大限度地减少器件数量，以降低两个相邻ic之间的损耗。为了达到最佳性能，这两方面均非常重要。将模拟输入网络连接在一起时务必小心。走线长度以及匹配是最重要的，还应尽量减少过孔数量，如图4所示。
图4. tha和adc布局。 信号通过差分模式连接到tha输入（我们同时是也提供单端射频信号输入的参考设计链路），形成单一前端网络。为了最大限度地减少过孔数量和总长度，我们在这里特别小心，让过孔不经过这两条模拟输入路径，并且帮助抵消走线连接中的任何线脚。
最终的设计相当简单，只需要注意几点，如图5所示。所使用的0.01 f电容是宽带类型，有助于在较宽频率范围内保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 f电容无法提供平坦的阻抗响应，通常会在通带平坦度响应中引起较多纹波。tha输出端和adc输入端的5和10串联电阻，有助于减少tha输出的峰化，并最大限度地降低adc自身内部采样电容网络的残余电荷注入造成的失真。然而，这些值需要谨慎地选择，否则会增加信号衰减并迫使tha提高驱动强度，或者设计可能无法利用adc的全部量程。
最后讨论差分分流端接。当将两个或更多转换器连接在一起时，这点至关重要。通常，轻型负载（例如输入端有1 k负载）有助于保持线性并牵制混响频率。分流器的120 分流负载也有此作用，但会产生更多实际负载，本例中为50 ，这正是tha希望看到并进行优化的负载。
图5. tha和adc前端网络及信号链。 现在看结果！检查图6中的信噪比或snr，可以看出在15 ghz范围上可以实现8位的enob（有效位数）。这是相当不错的，想想对于相同性能的13 ghz示波器，您可能支付了12万美元。当频率向l、s、c和x波段移动时，集成带宽（即噪声）和抖动限制开始变得显著，因此我们看到性能出现滚降。
还应注意，为了保持tha和adc之间的电平恒定，adc的满量程输入通过spi寄存器内部更改为1.0 v p-p。这有助于将tha保持在线性区域内，因为其最大输出为1.0 v p-p差分。
图6. –6 dbfs时的snrfs/sfdr性能结果。 同时显示了线性度结果或sfrd。这里，到8 ghz为止的线性度超过50 dbc，到10 ghz为止的线性度超过40 dbc。为在如此宽的频率范围上达到最佳线性度，此处的设计利用 ad9689模拟输入缓冲电流设置特性进行了优化（通过spi控制寄存器）。
图7显示了通带平坦度，证明在rf adc之前增加一个tha可以实现 10 ghz的带宽，从而充分扩展ad9689的模拟带宽。
图7. tha和adc网络及信号链—带宽结果。 结语
对于那些需要在多ghz模拟带宽上实现最佳性能的应用，tha几乎是必不可少的，至少目前是如此！rf adc正在迅速赶上。很容易明白，在对较宽带宽进行采样以覆盖多个目标频带时，gsps转换器在理论上具有易用性优势，可以消除前端rf带上的一个或多个向下混频级。但是，实现更高范围的带宽可能会带来设计挑战和维护问题。
在系统中使用tha时，应确保采样点的位置在tha和adc之间进行了优化。使用本文所述的延迟映射程序将产生总体上最佳的性能结果。了解程序是乏味的，但是非常重要。最后应记住，匹配前端实际上意味在应用的给定一组性能需求下实现最佳性能。在x波段频率进行采样时，乐高式方法（简单地将50 阻抗模块连接在一起）可能不是最好的方法。
作者
rob reeder是adi公司高速转换器和rf应用部（美国北卡罗来纳州格林斯博罗）的高级系统应用工程师。他发表了大量有关各种应用的转换器接口、转换器测试和模拟信号链设计的文章。rob曾在航空航天和防务部担任应用工程师5年之久，专注于雷达、ew和仪器仪表等各种应用领域。他曾在高速转换器产品线上任职9年。在此之前，rob还从事过测试开发和模拟设计工作（效力于adi多芯片产品集团），拥有5年的太空、防务和高度可靠的应用模拟信号链模块设计经验。rob于1996年和1998年分别获得北伊利诺斯州大学（伊利诺斯迪卡尔布市）的电子工程学士(bsee)学位和电子工程硕士(msee)学位。rob晚上不写论文或在实验室研究电路时，他喜欢在健身房活动、听电子音乐、用旧木板制作家具；最重要的是和他的两个孩子一起放松自己。
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同步信号的提取及行场计数器电路
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简介
gsps转换器是当下热门，其优势在于既能缩短rf信号链，又能在fpga中创建更多资源结构以供使用，例如：减少前端的下变频以及后级的数字下变频器 (ddc)。但相当多的应用仍然需要高频率的原始模拟带宽 (bw)，其远远超出了rf转换器所能实现的水平。在此类应用中，特别是在国防与仪器仪表行业（无线基础设施也一样），仍然有将带宽完全扩展到10 ghz或以上的需求，覆盖范围超出c波段，越来越多的应用需要覆盖到x波段。随着高速adc技术的进步，人们对ghz区域内高速精确地分辨超高中频 (if) 的需求也在提高，基带奈奎斯特域已超过1 ghz并迅速攀升。这一说法到本文发表的时候可能即已过时，因为这方面的发展非常迅猛。
这带来了两大挑战：一个是转换器设计本身，另一个是将信号耦合到转换器的前端设计，例如放大器、巴伦和pcb设计。转换器性能越出色，就对前端信号质量要求更高。越来越多的应用要求使用分辨率在8到14位的高速gsps转换器，然而前端的信号质量成为了瓶颈—系统的短板决定了整个项目的指标。
本文定义的宽带是指使用大于数百mhz的信号带宽，其频率范围为dc附近至5 ghz-10 ghz区域。本文将讨论宽带tha或有源采样网络的使用，目的是实现直至无穷大的带宽（抱歉，现在还没有玩具总动员表情符号可用），并着重介绍其背景理论，该理论支持扩展rf adc的带宽，而rf adc单凭自身可能没有此能力。最后，本文将说明一些考虑因素和优化技术，以帮助设计人员实现超宽带应用切实可行的宽带解决方案。
打好基础
对于雷达、仪器仪表和通信应用，高gsps转换器应用得非常广泛，因为它能提供更宽的频谱以扩展系统频率范围。然而，更宽的频谱对adc本身的内部采样保持器提出了更多挑战，因为它通常未针对超宽带操作进行优化，而且adc一般带宽有限，在这些更高模拟带宽区域中其高频线性度/sfdr会下降。
因此，在adc前面使用单独的tha来拓展模拟带宽成为了一个理想的解决方案，如此便可在某一精确时刻对频率非常高的模拟/rf输入信号进行采样。该过程通过一个低抖动采样器实现信号采样，并在更宽带宽范围内降低了adc的动态线性度要求，因为采样率rf模数转换过程中保持不变。
这种方案带来的好处显而易见：模拟输入带宽从根本上得以扩展，高频线性度显著改善，并且与单独的rf adc性能相比，tha-adc组件的高频snr得到改进。
tha特性及概述
adi的tha系列产品可以在18 ghz带宽范围内提供精密信号采样，在dc至超过10 ghz的输入频率范围内具有9到10位线性度、1.05 mv噪声和
以单级tha hmc661为例，产生的输出由两段组成。在输出波形（正差分时钟电压）的采样模式间隔中，器件成为一个单位增益放大器，在输入带宽和输出放大器带宽的约束下，它将输入信号复制到输出级。在正时钟到负时钟跃迁时，器件以非常窄的采样时间孔径对输入信号采样，并且在负时钟间隔内，将输出保持在一个相对恒定的代表采样时刻信号的值。配合adc进行前端采样时，常常优先使用单级器件（adi 同时法布里了两级tha 的型号hmc1061），原因是多数高速adc已经在内部集成一个tha，其带宽通常要小得多。因此，在adc之前增加一个tha便构成一个复合双级组件（或一个三级组件，如果使用的是双级hmc1061），tha在转换器前面。采用同等技术和设计时，单级器件的线性度和噪声性能通常优于双级器件，原因是单级器件的级数更少。所以，单级器件常常是配合高速adc进行前端采样的最佳选择。
图1. 采样保持拓扑结构：(1a) 单列，(1b) 双列。 延迟映射tha和adc
开发采样保持器和adc信号链的最困难任务之一，是在tha捕获采样事件的时刻与应将其移到adc上以对该事件重新采样的时刻之 间设置适当的时序延迟。设置两个高效采样系统之间的理想时间差的过程被称为延迟映射。
在电路板上完成该过程可能冗长乏味，因为纸面分析可能不会考虑pcb板上时钟走线传播间隔造成的相应延迟，内部器件组延迟，adc孔径延迟，以及将时钟分为两个不同段所涉及到的相关电路（一条时钟走线用于tha，另一条时钟走线用于adc）。设置tha和adc之间延迟的一种方法是使用可变延迟线。这些器件可以是有源或无源的，目的是正确对准tha采样过程的时间并将其交给adc进行采样。这保证了adc对tha输出波形的稳定保持模式部分进行采样，从而准确表示输入信号。
如图2所示， hmc856 可用来启动该延迟。它是一款5位qfn封装，90 ps的固有延迟，步进为3 ps或25ps ，32位的高速延时器。它的缺点是要设定/遍历每个延迟设置。要使能新的延迟设置，hmc856上的每个位/引脚都需要拉至负电压。因此，通过焊接下拉电阻在32种组合中找到最佳延迟设置会是一项繁琐的任务，为了解决这个问题，adi使用串行控制的spst开关和板外微处理器来帮助更快完成延迟设置过程。
图2. 延迟映射电路。 为了获得最佳延迟设置，将一个信号施加于tha和adc组合，该信号应在adc带宽范围之外。本例中，我们选择一个约10 ghz的信号，并施加-6 dbfs的电平（在fft显示屏上捕获）。延迟设置现在以二 进制步进方式扫描，信号的电平和频率保持恒定。在扫描过程中显示并捕获fft，收集每个延迟设置对应的基波功率和无杂散动态范围 (sfdr) 数值。
结果如图3a所示，基波功率、sfdr和snr将随所应用的每个设置而变化。如图所示，当把采样位置放在更好的地方（tha将样本送至adc的过程之中）时，基波功率将处于最高水平，而sfdr应处于最佳性能（即最低）。图3b为延迟映射扫描的放大视图，延迟设定点为671，即延迟应该保持固定于此窗口/位置。请记住，延迟映射程序仅对系统的相关采样频率有效，如果设计需要不同的采样时钟，则需要重新扫描。本例中，采样频率为4 ghz，这是该信号链中使用的tha器件的最高采样频率。
图3a. 每个延迟设置上信号幅度和sfdr性能的映射结果。
图3b. 每个延迟设置上信号幅度和sfdr性能的映射结果（放大）。 针对大量原始模拟带宽的前端设计
首先，如果应用的关键目标是处理10 ghz的带宽，我们显然应考虑rf方式。请注意，adc仍然是电压型器件，不会考虑功率。这种情况下，匹配这个词应该谨慎使用。我们发现，让一个转换器前端在每个频率都与100 msps转换器匹配几乎是不可能的；高频率带宽的rf adc不会有太大的不同，但挑战依旧。术语匹配应表示在前端设计中能产生最佳结果的优化。这是一个无所不包的术语，其中，输入阻抗、交流性能 (snr/sfdr)、信号驱动强度或输入驱动、带宽以及通带平坦度，这些指标都能产生该特定应用的最佳结果。
最终，这些参数共同定义了系统应用的匹配性能。开始宽带前端设计时，布局可能是关键，同时应当最大限度地减少器件数量，以降低两个相邻ic之间的损耗。为了达到最佳性能，这两方面均非常重要。将模拟输入网络连接在一起时务必小心。走线长度以及匹配是最重要的，还应尽量减少过孔数量，如图4所示。
图4. tha和adc布局。 信号通过差分模式连接到tha输入（我们同时是也提供单端射频信号输入的参考设计链路），形成单一前端网络。为了最大限度地减少过孔数量和总长度，我们在这里特别小心，让过孔不经过这两条模拟输入路径，并且帮助抵消走线连接中的任何线脚。
最终的设计相当简单，只需要注意几点，如图5所示。所使用的0.01 f电容是宽带类型，有助于在较宽频率范围内保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 f电容无法提供平坦的阻抗响应，通常会在通带平坦度响应中引起较多纹波。tha输出端和adc输入端的5和10串联电阻，有助于减少tha输出的峰化，并最大限度地降低adc自身内部采样电容网络的残余电荷注入造成的失真。然而，这些值需要谨慎地选择，否则会增加信号衰减并迫使tha提高驱动强度，或者设计可能无法利用adc的全部量程。
最后讨论差分分流端接。当将两个或更多转换器连接在一起时，这点至关重要。通常，轻型负载（例如输入端有1 k负载）有助于保持线性并牵制混响频率。分流器的120 分流负载也有此作用，但会产生更多实际负载，本例中为50 ，这正是tha希望看到并进行优化的负载。
图5. tha和adc前端网络及信号链。 现在看结果！检查图6中的信噪比或snr，可以看出在15 ghz范围上可以实现8位的enob（有效位数）。这是相当不错的，想想对于相同性能的13 ghz示波器，您可能支付了12万美元。当频率向l、s、c和x波段移动时，集成带宽（即噪声）和抖动限制开始变得显著，因此我们看到性能出现滚降。
还应注意，为了保持tha和adc之间的电平恒定，adc的满量程输入通过spi寄存器内部更改为1.0 v p-p。这有助于将tha保持在线性区域内，因为其最大输出为1.0 v p-p差分。
图6. –6 dbfs时的snrfs/sfdr性能结果。 同时显示了线性度结果或sfrd。这里，到8 ghz为止的线性度超过50 dbc，到10 ghz为止的线性度超过40 dbc。为在如此宽的频率范围上达到最佳线性度，此处的设计利用 ad9689模拟输入缓冲电流设置特性进行了优化（通过spi控制寄存器）。
图7显示了通带平坦度，证明在rf adc之前增加一个tha可以实现 10 ghz的带宽，从而充分扩展ad9689的模拟带宽。
图7. tha和adc网络及信号链—带宽结果。 结语
对于那些需要在多ghz模拟带宽上实现最佳性能的应用，tha几乎是必不可少的，至少目前是如此！rf adc正在迅速赶上。很容易明白，在对较宽带宽进行采样以覆盖多个目标频带时，gsps转换器在理论上具有易用性优势，可以消除前端rf带上的一个或多个向下混频级。但是，实现更高范围的带宽可能会带来设计挑战和维护问题。
在系统中使用tha时，应确保采样点的位置在tha和adc之间进行了优化。使用本文所述的延迟映射程序将产生总体上最佳的性能结果。了解程序是乏味的，但是非常重要。最后应记住，匹配前端实际上意味在应用的给定一组性能需求下实现最佳性能。在x波段频率进行采样时，乐高式方法（简单地将50 阻抗模块连接在一起）可能不是最好的方法。
作者
rob reeder是adi公司高速转换器和rf应用部（美国北卡罗来纳州格林斯博罗）的高级系统应用工程师。他发表了大量有关各种应用的转换器接口、转换器测试和模拟信号链设计的文章。rob曾在航空航天和防务部担任应用工程师5年之久，专注于雷达、ew和仪器仪表等各种应用领域。他曾在高速转换器产品线上任职9年。在此之前，rob还从事过测试开发和模拟设计工作（效力于adi多芯片产品集团），拥有5年的太空、防务和高度可靠的应用模拟信号链模块设计经验。rob于1996年和1998年分别获得北伊利诺斯州大学（伊利诺斯迪卡尔布市）的电子工程学士(bsee)学位和电子工程硕士(msee)学位。rob晚上不写论文或在实验室研究电路时，他喜欢在健身房活动、听电子音乐、用旧木板制作家具；最重要的是和他的两个孩子一起放松自己。
智能安防系统新型终端监控器是如何实现的
新基建，工业互联网赋能产业链转型升级
“Imagination”拍了拍“飞桨”说11月30日深圳见
Littelfuse新推小尺寸、超小型400W瞬态抑制二极管，可保护敏感电子设备免受瞬态电压的危害
如何在线设计简单电路
RF技术：利用THA从扩展带宽以突破X波段频率
稳压电源电路图
无人机系统组成及工作流程
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智原FPGA-Go-ASIC成功打进多元的应用市场
三种复式滤波介绍
2013年全球微处理器出货量将超21亿片
索尼发布一款具备全局快门功能的146万有效像素背照式CMOS图像传感器
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英创信息技术嵌入式主板的无线通讯解决方案
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黑洞引力波打破了爱因斯坦对黑洞的预测
同步信号的提取及行场计数器电路
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