传统PWM控制器的控制模型和仿真（反激、正激、半桥、全桥）
对于传统的 pwm 模式控制器，比如 uc384x 系列，能非常好的应用在反激和正激拓扑的控制上。电流模式固有的逐个周期电流限制和超快的动态响应，是非常优秀的性能。虽然 uc384x 系列已经蛮老了，不能用在现在追求5&6级能效的项目上。但是有些追求可靠性的领域，还是蛮喜欢用 uc384x 系列的。话不多说了，下面是参考其内部控制逻辑建立的仿真模型。
第一部分 传统定频反激
uc384x 的内部逻辑图：
图1 uc384x 系列内部逻辑图
首先是一个90瓦的 ccm 反激，其控制逻辑参考 uc3842，可见下图：
图2 u 固定开关频率的反激模型
模型说明：
由 v5 产生一个固定的置位时钟，rs 触发器和输出逻辑参考 uc384x。最关键的 pwm 比较器，由一个 if 语句替代，追求最快的仿真速度。用分压电阻和限制运放的输出，控制到 pwm 比较器的电压不高于 1v。误差放大器由传统的 tl431 替代，光耦用理想的流控电流源替代，于是可以得到仿真的波形：
20ms 的启机波形：
图3 反激的启机波形
展开细节：
✦ v（vout）是差模电感之前的电压，纹波较大。
✦v（g3：1）是负载端的电压，基本纹波就比较小了。
✦v（vdrain）是原边 mos 漏极波形。
✦v（vcs）是 pwm 比较器的电流信号。
✦v（vcomp）是 pwm 比较器的给定信号。
图4 反激的几个关键点波形
做一个 0.5a ~４。７ａ 10ms 切换一次的动态响应测试：
图5 观察在动态负载时的工作波形
资料下载
仿真原理图： flyback_test_v1.pdf
仿真原文件： flyback_test_v1.zip
第二部分 传统定频正激
关于50%占空比的限制，可以参考下图，将 s 引脚脉宽设置到半个周期长度，那么 pwm 输出的最大脉宽就被限制住了。
图6 uc384x 系列的控制时序图
仿真原理图：
图7 uc384x 控制的双晶正激模型
模型说明：
为了加快仿真速度，对于双管正激 mos 的体二极管几乎不走电流的情况下，就直接用理想开关代替。副边也直接用二极管做整流桥，同步整流稍微麻烦。输出用一个压控电流源来做理想负载，控制逻辑和反激几乎一样。
20ms 的上电波形
图8 正激启机仿真
展开细节：
✦v（vdrain）是原边低端 mos 的漏极电压
✦v（vout）是副边输出电压
✦v（vcs）是 pwm 比较器的电流信号输入
✦v（vcomp）是 pwm 比较器的给定信号
✦v（d3：3）是副边滤波电感的输入电压
✦i（l3）是副边滤波电感的电流
图9 正激几个关键点波形
做 5 a~40a 10ms 一次的切换：
图9 正激模型在动态负载切换时的工作
展开切换时的细节，分别是 加负载 时：
图10 正激模型在负载增加时
和 减负载 时：
图11 正激模型在负载减少时
资料下载
仿真原理图： forward_cm_test_v1.pdf
仿真原文件： forward_cm_test_v1.zip
第三部分 传统半桥
传统 pwm 控制的半桥和全桥，一般由电压模式控制，常见的 ic 有 sg3525a，uc3825a。是拿 ct 上的电压斜坡和误差放大器的输出进行比较，然后得到一个占空比去控制管子的脉宽。由于要控制半桥和全桥，需要有两路互补的驱动信号，而且还要限制住两路信号的最大占空比。
sg3525a 的内部逻辑图如下：由 osc 和触发器发出两路限制占空比的互补信号到 nor 门。nor 门默认输出为高电平，需将关断 pwm 的信号送到 nor 门。在 sg3525a 中分别有下列几个送到 nor 门用来关断输出，限制脉宽。
❶pwm 比较器的输出，误差放大器的电压 vcomp 高于 vramp 后发出高电平到触发器的 s，触发器发出高电平到 nor 门，可以关闭当前输出。
❷osc 发出的最大占空比限制，通过合理的 rt 和 ct 控制最大的占空比。
❸ulvo ic 欠压保护
❹shutdown 过流保护信号
❺触发器发出的两路互补驱动信号。
图11 sg3525a 的控制逻辑图
在仿真模型中，为了提高仿真速度，我 用可定义的三角波来作为 ct 上的电压斜坡。用 0.2v 和 2.5v 对斜坡电压进行比较，可得到用来限制占空比的信号 clk。在通过触发器 u6 得到两路互补的驱动信号 a 和 b，分别都送到 nor 门。在仿真中，我去掉了欠压保护的控制，控制驱动的 nor 门只有三个条件用来关断当前的脉宽：
❶a 和 b 互补的驱动。
❷最大占空
❸pwm 比较的输出。
过流保护比较器暂时不使用，电压模式只控制占空比，动态性能要比电流模式差一点点。
图12 电压模式半桥控制模型
先来一个 0~20ms 的启机波形：
图13 电压模式半桥启机波形
展开细节：
✦v（vout_ac） 输出电压
✦v（l2：1） 副边滤波电感上的电压
✦i（l2） 副边电感上的电流纹波
✦v（c10:2，h1:1） 是变压器两端的电压波形
✦i（c10） 是隔直电容上的电流
图14 电压模式半桥启机波形
做一个 10a~80a 的 10ms 一次的切换：
可以看到这个反馈参数不是很好，动态响应比较糟糕。
图14 电压模式半桥在动态负载切换时的波形
继续展开细节部分：
图15 电压模式半桥在动态负载切换时的波形
资料下载
仿真原文件： hb_uc1825a_v1.pdf
仿真原理图： hb_uc1825a_v1.zip
第四部分 电压模式全桥部分
控制模式几乎和半桥一致，只是用两路信号同时驱动对角的两颗管子，便于仿真就没有使用隔离驱动的电路，模型可见下图：
图15 电压模式全桥的控制模型
0~20ms 的上电波形：
图16 电压模式全桥的启机波形
展开细节：
✦i（l2） /10 是副边滤波电感上的纹波电路，便于观察除以10倍。
✦v（vrec） 是副边滤波电感上的电压。
✦v（u2:1，h1:1）/50 是原边变压器两端的电压，为了便于观察除以50倍。
✦i（c10） 是流过隔直电容的电流。
✦v（vout_ac） 是输出电压（纹波蛮大的）。
图17 电压模式全桥的启机波形
做一个 10a~100a 的 10ms 一次的动态切换：
图18 电压模式全桥的动态负载切换时波形
展开细节：
图19 电压模式全桥的动态负载切换时波形
资料下载
仿真原文件： fb_vm_test.zip
仿真原理图： fb_vm_test_v1.pdf
第五部分 电流模式的
全桥控制模型仿真
电流模式只是将原边电流引入控制，和误差放大器的给定做比较，当原边电流达到给定值时，关闭当前周期的脉宽。见控制模型：
图20 峰值电流模式全桥的控制模型
来一个0~20ms上电仿真：
图21 峰值电流模式全桥的启机波形
展开后的细节：
✦v（gain:out）pwm 比较器的给定是误差放大器的输出
✦v（e7:in+） pwm 比较器电流信号
✦v（vout_ac）输出电压
✦v（vrec） 是副边滤波电感的电压
✦i（l1/10）是副边滤波电感上的电流，为了便于观察除以了10
图22 峰值电流模式全桥的启机波形
做 10a~100a 10ms 的切换：
图22 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形
展开细节：
图23 峰值电流模式全桥的在动态负载切换时的波形
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第一部分 传统定频反激
uc384x 的内部逻辑图：
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模型说明：
由 v5 产生一个固定的置位时钟，rs 触发器和输出逻辑参考 uc384x。最关键的 pwm 比较器，由一个 if 语句替代，追求最快的仿真速度。用分压电阻和限制运放的输出，控制到 pwm 比较器的电压不高于 1v。误差放大器由传统的 tl431 替代，光耦用理想的流控电流源替代，于是可以得到仿真的波形：
20ms 的启机波形：
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展开细节：
✦ v（vout）是差模电感之前的电压，纹波较大。
✦v（g3：1）是负载端的电压，基本纹波就比较小了。
✦v（vdrain）是原边 mos 漏极波形。
✦v（vcs）是 pwm 比较器的电流信号。
✦v（vcomp）是 pwm 比较器的给定信号。
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做一个 0.5a ~４。７ａ 10ms 切换一次的动态响应测试：
图5 观察在动态负载时的工作波形
资料下载
仿真原理图： flyback_test_v1.pdf
仿真原文件： flyback_test_v1.zip
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关于50%占空比的限制，可以参考下图，将 s 引脚脉宽设置到半个周期长度，那么 pwm 输出的最大脉宽就被限制住了。
图6 uc384x 系列的控制时序图
仿真原理图：
图7 uc384x 控制的双晶正激模型
模型说明：
为了加快仿真速度，对于双管正激 mos 的体二极管几乎不走电流的情况下，就直接用理想开关代替。副边也直接用二极管做整流桥，同步整流稍微麻烦。输出用一个压控电流源来做理想负载，控制逻辑和反激几乎一样。
20ms 的上电波形
图8 正激启机仿真
展开细节：
✦v（vdrain）是原边低端 mos 的漏极电压
✦v（vout）是副边输出电压
✦v（vcs）是 pwm 比较器的电流信号输入
✦v（vcomp）是 pwm 比较器的给定信号
✦v（d3：3）是副边滤波电感的输入电压
✦i（l3）是副边滤波电感的电流
图9 正激几个关键点波形
做 5 a~40a 10ms 一次的切换：
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展开切换时的细节，分别是 加负载 时：
图10 正激模型在负载增加时
和 减负载 时：
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资料下载
仿真原理图： forward_cm_test_v1.pdf
仿真原文件： forward_cm_test_v1.zip
第三部分 传统半桥
传统 pwm 控制的半桥和全桥，一般由电压模式控制，常见的 ic 有 sg3525a，uc3825a。是拿 ct 上的电压斜坡和误差放大器的输出进行比较，然后得到一个占空比去控制管子的脉宽。由于要控制半桥和全桥，需要有两路互补的驱动信号，而且还要限制住两路信号的最大占空比。
sg3525a 的内部逻辑图如下：由 osc 和触发器发出两路限制占空比的互补信号到 nor 门。nor 门默认输出为高电平，需将关断 pwm 的信号送到 nor 门。在 sg3525a 中分别有下列几个送到 nor 门用来关断输出，限制脉宽。
❶pwm 比较器的输出，误差放大器的电压 vcomp 高于 vramp 后发出高电平到触发器的 s，触发器发出高电平到 nor 门，可以关闭当前输出。
❷osc 发出的最大占空比限制，通过合理的 rt 和 ct 控制最大的占空比。
❸ulvo ic 欠压保护
❹shutdown 过流保护信号
❺触发器发出的两路互补驱动信号。
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❶a 和 b 互补的驱动。
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继续展开细节部分：
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✦v（vout_ac） 是输出电压（纹波蛮大的）。
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展开后的细节：
✦v（gain:out）pwm 比较器的给定是误差放大器的输出
✦v（e7:in+） pwm 比较器电流信号
✦v（vout_ac）输出电压
✦v（vrec） 是副边滤波电感的电压
✦i（l1/10）是副边滤波电感上的电流，为了便于观察除以了10
图22 峰值电流模式全桥的启机波形
做 10a~100a 10ms 的切换：
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展开细节：
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