新型CCII电流输送机
第二代电流输送机运算放大器 （ccii） 提供比电压反馈运算放大器更高的带宽，可用于射频混频器、高频精密整流器和电阻抗断层扫描等医疗应用。传统的运算放大器由于其增益带宽积有限，因此不能用于高频应用。
介绍
自 smith 和 sedra 于 1968 年最初提出原始设计或 cci（可被视为理想晶体管）以来，电流输送机就已经存在¹,1970 年，cci 被更通用的第二代设备 ccii³ 所取代。目前的输送机设计主要是bjt，因为与cmos同类产品相比，它们的跨导值很高。它们用作电流反馈型运算放大器，如max4223低功耗放大器，其具有电流反馈功能，而不是标准运算放大器使用的传统电压反馈。这意味着电流反馈运算放大器不受标准运算放大器的传统增益带宽的限制，可以提供比电压反馈放大器高得多的带宽解决方案。
电流输送机用于无法使用传统运算放大器的高频应用，因为传统设计受到其增益带宽积的限制。从理论上讲，电流输送机仅受 f 的限制t其设计中使用的晶体管。目前使用电流输送机的一些应用包括射频混频器、高频精密整流器和电阻抗断层扫描 （eit） 等医疗应用。
双极输送机
下图1中的图表显示了使用双极器件实现的电流输送机。
图1.双极ccii。
从图 1 可以看出，ccii 传送带可以建模为理想的晶体管：
y 是基极/栅极 x 是发射极/源
极 z 是集电极/漏极
这种类型的电路与bjt的电路配合使用效果很好，因为bjt的跨导和早期电压远大于cmos器件。因此，当前的输送机可以很好地用作源从动件。增益 x/y 接近 1;z具有天然的高输出阻抗，cmos无法模仿。
cmos源跟随者
如前所述，cmos跟随器的主要问题是低gm和较差的早期电压（1/λ）。这相当于增益较差，因为电压跟随器的增益在很大程度上依赖于这两个较大的参数。这可以在下面的等式中观察到：
其中 gl是负载电导，gds是漏极源电导率和gm是cmos器件的跨导。
台积电0.18μm和负载为1kω的典型模拟增益为0.7。与理想增益1相比，这意味着输出增益损失30%。
电流输送机源随动器
可以使用无缓冲放大器（图2a）来模拟增益为1的源跟随器。然后可以将此修改添加到图 中的基本设计中，以制作 ccii 电流输送机。
图 2a.一个简单的来源追随者。
图2a可以实现如下图2b所示。
图 2b.ccii 无缓冲源跟随器和实现。
从图2b可以看出，输出x被反馈到其中一个长尾输入（x'）。长尾对的另一个输入是y，因为输入y改变了通过m1的电流。m2与m3不同，m4是电流镜。
m2 和 m4 之间存在电流差异。这种不平衡可以通过从栅极/源极电容c或向栅极/源极电容c拉电流来解决gs设备 m5。在输出x'与y匹配之前，带宽限制定义为该晶体管可以放电和充电的速率。因此，带宽限制可以定义为：
使用无缓冲放大器的电流输送机 （ccii+）
从图2可以看出，可以实现电流输送机（ccii+）的第一部分。要构建电流输送机（ccii+）的其余部分，只需镜像来自输出x'的电流。要给出 z 的输出，请参见图 3 中的示例。
图3.电流输送机 （ccii+） 使用无缓冲放大器。
来自 m5/m6 的电流简单地由 m7/m8 镜像，给出 ccii+ 的输出 z（-）。
如有必要，可以通过在m7/m8中添加级联代码来提高z的输出阻抗。必须意识到，要成功模拟电流，x的输出阻抗必须与z的输出阻抗相匹配，即m5 / m6上必须使用与m7 / m8相同的晶体管类型和确认。
ccii的增益很简单：
从 ccii+ 转换为 ccii-
取偏置点yb'（图3），只需添加额外的连接，如图4所示。
图4.配置为 ccii- 的当前输送机。
从图4中可以看出，如果所有晶体管尺寸都相同，并且取yb'（图3中的偏置点），则从m2和m10产生电流11i。这被m9镜像，以提供2i到m13的电流。m12提供i的电流，并通过z（+）提供-i的电流，从而提供真正的ccii-输出。这种方法存在一个问题：z（+） 现在有一个 -i dc 项而不是 +i 项。因此，需要在z（+）的输出中添加一个2i dc项以补偿-i。下面的图 5 显示了添加项。
图5.增加直流偏置的ccii-输出。
从图5中，晶体管m14和m15提供适当的电流来补偿m13消耗的直流电流。（请注意，m14 和 m15 必须与 m12 匹配）。使通过r3的电流等于i（dc） - i'。请记住，r3 和 r2 必须匹配;它们的值的任何不匹配都意味着它们的输出直流值会有所不同。
vbias电路
为了产生必要且适当的电压vdcbias，以维持m14和m15中的直流电流，vdcbias（图5）必须具有与节点yb'相同的直流值（图4和5）。为此，只需模拟前端级，并将输入信号的直流值作为该级（vindc）的输入偏置电压，如下图6所示。
图6.用于直流补偿电路的vbias电路（图5）。
这种设计的唯一问题是需要另一个电阻（r4），r4必须再次匹配r2和r3。
仿真结果
使用图3所示的ccii+并使用台积电0.18μm工艺，r1 = 1kω和r2 = 1kω，增益为1。该器件的3db带宽为2.5ghz，增益为0.972，电源抑制比（psrr）为41db。
通过使用级联器件代替m5/m6和m7/m8，这些结果得到了改善，后者提供了900mhz的带宽和0.993的改进增益。psrr也提高了51db。
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下图1中的图表显示了使用双极器件实现的电流输送机。
图1.双极ccii。
从图 1 可以看出，ccii 传送带可以建模为理想的晶体管：
y 是基极/栅极 x 是发射极/源
极 z 是集电极/漏极
这种类型的电路与bjt的电路配合使用效果很好，因为bjt的跨导和早期电压远大于cmos器件。因此，当前的输送机可以很好地用作源从动件。增益 x/y 接近 1;z具有天然的高输出阻抗，cmos无法模仿。
cmos源跟随者
如前所述，cmos跟随器的主要问题是低gm和较差的早期电压（1/λ）。这相当于增益较差，因为电压跟随器的增益在很大程度上依赖于这两个较大的参数。这可以在下面的等式中观察到：
其中 gl是负载电导，gds是漏极源电导率和gm是cmos器件的跨导。
台积电0.18μm和负载为1kω的典型模拟增益为0.7。与理想增益1相比，这意味着输出增益损失30%。
电流输送机源随动器
可以使用无缓冲放大器（图2a）来模拟增益为1的源跟随器。然后可以将此修改添加到图 中的基本设计中，以制作 ccii 电流输送机。
图 2a.一个简单的来源追随者。
图2a可以实现如下图2b所示。
图 2b.ccii 无缓冲源跟随器和实现。
从图2b可以看出，输出x被反馈到其中一个长尾输入（x'）。长尾对的另一个输入是y，因为输入y改变了通过m1的电流。m2与m3不同，m4是电流镜。
m2 和 m4 之间存在电流差异。这种不平衡可以通过从栅极/源极电容c或向栅极/源极电容c拉电流来解决gs设备 m5。在输出x'与y匹配之前，带宽限制定义为该晶体管可以放电和充电的速率。因此，带宽限制可以定义为：
使用无缓冲放大器的电流输送机 （ccii+）
从图2可以看出，可以实现电流输送机（ccii+）的第一部分。要构建电流输送机（ccii+）的其余部分，只需镜像来自输出x'的电流。要给出 z 的输出，请参见图 3 中的示例。
图3.电流输送机 （ccii+） 使用无缓冲放大器。
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如有必要，可以通过在m7/m8中添加级联代码来提高z的输出阻抗。必须意识到，要成功模拟电流，x的输出阻抗必须与z的输出阻抗相匹配，即m5 / m6上必须使用与m7 / m8相同的晶体管类型和确认。
ccii的增益很简单：
从 ccii+ 转换为 ccii-
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图4.配置为 ccii- 的当前输送机。
从图4中可以看出，如果所有晶体管尺寸都相同，并且取yb'（图3中的偏置点），则从m2和m10产生电流11i。这被m9镜像，以提供2i到m13的电流。m12提供i的电流，并通过z（+）提供-i的电流，从而提供真正的ccii-输出。这种方法存在一个问题：z（+） 现在有一个 -i dc 项而不是 +i 项。因此，需要在z（+）的输出中添加一个2i dc项以补偿-i。下面的图 5 显示了添加项。
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vbias电路
为了产生必要且适当的电压vdcbias，以维持m14和m15中的直流电流，vdcbias（图5）必须具有与节点yb'相同的直流值（图4和5）。为此，只需模拟前端级，并将输入信号的直流值作为该级（vindc）的输入偏置电压，如下图6所示。
图6.用于直流补偿电路的vbias电路（图5）。
这种设计的唯一问题是需要另一个电阻（r4），r4必须再次匹配r2和r3。
仿真结果
使用图3所示的ccii+并使用台积电0.18μm工艺，r1 = 1kω和r2 = 1kω，增益为1。该器件的3db带宽为2.5ghz，增益为0.972，电源抑制比（psrr）为41db。
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