应用工程师解读：电流反馈放大器

应用工程师解读：电流反馈放大器我不确定我是否了解电流反馈放大器与常规运算放大器相比是如何工作的。我听说无论增益如何，它们的带宽都是恒定的。这是怎么回事？它们与跨阻放大器相同吗？
问。我不确定我是否了解电流反馈放大器与常规运算放大器相比是如何工作的。我听说无论增益如何，它们的带宽都是恒定的。这是怎么回事？它们与跨阻放大器相同吗？
a.在查看任何电路之前，让我们定义电压反馈、电流反馈和跨阻放大器。电压反馈，顾名思义，是指误差信号为电压形式的闭环配置。传统运算放大器使用电压反馈，即其输入将响应电压变化并产生相应的输出电压。电流反馈是指任何闭环配置，其中用于反馈的误差信号以电流的形式出现。电流反馈型运算放大器响应其输入端之一的误差电流，而不是误差电压，并产生相应的输出电压。请注意，两种开环架构实现相同的闭环结果：零差分输入电压和零输入电流。理想的电压反馈放大器具有高阻抗输入，导致零输入电流，并使用电压反馈来维持零输入电压。相反，电流反馈运算放大器具有低阻抗输入，导致输入电压为零，并使用电流反馈来保持零输入电流。
跨阻放大器的传递函数表示为相对于电流输入的电压输出。正如函数所暗示的那样，开环“增益”vo/iin以欧姆表示。因此，电流反馈型运算放大器可称为跨阻放大器。值得注意的是，电压反馈运算放大器电路的闭环关系也可以配置为跨阻，方法是用电流（例如，来自光电二极管）驱动其动态低阻抗求和节点，从而产生等于输入电流乘以反馈电阻的电压输出。更有趣的是，由于理想情况下，任何运算放大器应用都可以通过电压或电流反馈来实现，因此相同的i-v转换器也可以通过电流反馈运算放大器来实现。使用术语跨阻放大器时，请了解特定的电流反馈运算放大器架构与任何类似跨阻的闭环i-v转换器电路之间的区别。
让我们看一下电压反馈放大器的简化模型。同相增益配置放大了差电压（vin+- 五hnl），通过开环增益a（s），并通过分压器将部分输出反馈回反相输入，分压器包括rf和rg.为了推导出该电路的闭环传递函数，vo/vin+，假设没有电流流入运算放大器（无限输入阻抗）;两个输入将处于大致相同的电位（负反馈和高开环增益））。
闭环带宽是环路增益lg幅度降至单位（0 db）的频率。术语，1 + rf/rg，称为电路的噪声增益;对于同相情况，它也是信号增益。从图形上看，闭环带宽位于bodé图中开环增益a（s）和噪声增益ng的交点处。高噪声增益会降低环路增益，从而降低闭环带宽。如果a（s）以20 db/十倍频程的速度滚降，放大器的增益带宽积将是恒定的。因此，闭环增益增加20 db将使闭环带宽减少十倍频程。
现在考虑电流反馈放大器的简化模型。同相输入是单位增益缓冲器的高阻抗输入，反相输入是其低阻抗输出端。缓冲器允许误差电流流入或流出反相输入，单位增益迫使反相输入跟踪同相输入。误差电流镜像到高阻抗节点，在那里转换为电压并在输出端缓冲。高阻抗节点是频率相关阻抗，z（s），类似于电压反馈放大器的开环增益;它具有高直流值，并以 20 db/十倍频程的速度滚降。
闭环传递函数是通过对v处的电流求和得到的在节点，而缓冲区保持 vin+= v在.如果我们目前假设缓冲器的输出电阻为零，则ro= 0
电流反馈放大器的闭环传递函数与电压反馈放大器相同，但环路增益（1/lg）表达式现在仅取决于rf，反馈跨电阻-而不是（1 + rf/rg).因此，电流反馈放大器的闭环带宽随rf值而变化，但随噪声增益1 + r而变化。f/rg.r的交集fz（s）决定环路增益，从而决定电路的闭环带宽（参见bodé图）。显然，增益带宽乘积不是恒定的，这是电流反馈的优势。
实际上，输入缓冲器的非理想输出电阻通常约为20至40欧姆，这将改变反馈跨电阻。两个输入电压不会完全相等。用v在= vin+− i犯错ro，并求解 vo/vin+收益率：
反馈跨电阻中的附加项意味着环路增益实际上在某种程度上取决于电路的闭环增益。在低增益下，rf占主导地位，但在较高增益下，第二项将增加并降低环路增益，从而降低闭环带宽。
应该清楚的是，用r将输出短路回反相输入g开路（如电压跟随器）将迫使环路增益变得非常大。使用电压反馈放大器时，反馈整个输出电压时会产生最大反馈，但电流反馈的极限是短路电流。电阻越低，电流就越高。图形上，rf= 0 将给出 z（s）和反馈跨电阻的更高频率交集 - 在高阶极点区域。与电压反馈放大器一样，z（s）的高阶极点将在较高频率下引起更大的相移，从而导致相移>180度的不稳定。因为r的最佳值f会随闭环增益而变化，波特图可用于确定各种增益的带宽和相位裕量。以较低的相位裕量为代价可以获得更高的闭环带宽，从而导致频域中的峰值以及时域中的过冲和振铃。电流反馈器件数据手册将列出r的具体最佳值f适用于各种增益设置。
电流反馈放大器具有出色的压摆率能力。虽然可以设计具有高压摆率的电压反馈放大器，但电流反馈架构本身就更快。传统的电压反馈放大器在轻负载时，其压摆率受到可用于对内部补偿电容进行充电和放电的电流的限制。当输入受到较大的瞬变时，输入级将饱和，只有其尾电流可用于对补偿节点进行充电或放电。使用电流反馈放大器时，低阻抗输入允许更高的瞬态电流根据需要流入放大器。内部电流镜将此输入电流传送到补偿节点，理论上允许快速充电和放电，与输入步长成比例。更快的压摆率将导致更快的上升时间、更低的压摆引起的失真和非线性以及更宽的大信号频率响应。实际压摆率将受到电流镜饱和（可能发生在10至15 ma）以及输入和输出缓冲器的压摆率限制的限制。
问。直流精度如何？
a.电流反馈放大器的直流增益精度可以通过其传递函数计算，就像电压反馈放大器一样;它本质上是内部跨电阻与反馈跨电阻的比率。使用 1 mohms 的典型跨阻、1 k 欧姆的反馈电阻和 ro在40欧姆中，单位增益处的增益误差约为0.1%。在更高的增益下，它会显着降低。电流反馈放大器很少用于高增益，特别是当需要绝对增益精度时。
然而，对于许多应用来说，建立特性比增益精度更重要。虽然电流反馈放大器的上升时间非常快，但许多数据手册的建立时间只能显示0.1%，因为热建立尾是缺乏建立精度的主要原因。考虑上面的互补输入缓冲器，其中 v在端子偏离 vin+终端由 v 中的差值是在q1和q3之间。当输入为零时，两个 vaep应该匹配，并且偏移量会很小in+到 v在.施加于 v 的正阶跃输入in+将导致 v 降低行政长官q3，降低其功耗，从而增加其v是.二极管连接的q1不显示v行政长官改变，所以它的v是不会改变。现在，两个输入之间存在不同的偏移，从而降低了精度。在电流镜中也会出现相同的效果，其中高阻抗节点的阶跃变化会改变v行政长官，因此 v是，第 6 季度，但不是第 5 季度。v的变化是导致当前错误回至v在-，乘以 rf-将导致输出偏移错误。每个晶体管的功耗发生在一个太小的区域，无法实现器件之间的热耦合。在反相配置中使用放大器的应用中，可以减少输入级的热误差，从而消除了共模输入电压。
问。在什么情况下热尾是一个问题？
a.这取决于所涉及的频率和波形。热尾不会立即发生;晶体管的热系数（取决于工艺）将决定温度变化发生并改变参数所需的时间，然后恢复。例如，采用adi公司高速互补双极性（cb）工艺制造的放大器在输入频率高于几khz时不会出现明显的热尾，因为输入信号变化太快。通信系统通常更关心频谱性能，因此热尾可能引入的额外增益误差并不重要。当直流电平发生变化时，阶跃波形（例如成像应用中的阶跃波形）可能会受到热尾部的不利影响。对于这些应用，电流反馈放大器可能无法提供足够的建立精度。
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