采用7GHz频率合成器实现快速锁定、高灵敏度调谐中频无线电接收器
作者：mike curtin and paul o'brien
为了提高现代无线电的灵敏度和选择性，需要最大限度地减少相位噪声和参考杂散，并缩短锁定时间。本文概述的电路改善了本振（lo）的性能。
相位噪声是lo信号纯度的量度。它是通过在给定载波偏移处的1 hz带宽中输出基波功率与噪声功率的比值来确定的。结果以 dbc/hz 表示。
由于频率合成器中的内部开关，输出中可能会出现杂散频率元件（杂散）。在整数n分频频率合成器中，它们通常是由于鉴频鉴相器（pfd）频率引起的;在小数n分频器件中，它们可能是合成器架构性质的结果。在整数n分频锁相环（pll）中，它们称为参考杂散。
锁定时间是指将输出从一个频率切换到另一个频率所需的时间，这是许多系统中的一个重要规范。一般来说，当输出稳定在最终所需频率的一定百分比或百万分之一 （ppm） 以内时，或者已锁定到最终相位的指定度数内，我们说输出被切换或已锁定到新频率。
传统接收器实现
图1显示了最流行的接收器架构（超外差接收器）的一般框图。此处显示的系统是专为满足移动电话 dcs1800 标准而设计的接收器的典型系统。对于此标准，接收 （rx） 频段为 1805 mhz 至 1880 mhz。
在图1中，rf输入施加于rf滤波器，然后是低噪声放大器（lna）。然后，信号通过具有调谐lo输入的混频器混频至中频（if）。随后进行额外的滤波，最终混频器使用单频lo将固定if降至基带。
调谐rflo以干净稳定的基准频率开始，然后是adf4106 pll频率合成器和压控振荡器（vco）。基准电压源由温控 （tcxo）、压控 （vcxo） 或恒温箱控制 （ocxo） 晶体振荡器提供。pll频率合成器的r分频器将此参考条件设置为等于整数n分频系统中通道间距的值，或小数n分频系统中通道间距的倍数。pfd 比较环路输出，fvco，除以n，r分频器的输出，环路通过驱动vco使pfd输出趋于零fvco = f聚苯乙烯×·n变化以改变lo输出频率，从而调谐无线电。
lo的相位噪声取决于许多因素：参考噪声;频率合成器（r分频器、n分压器、pfd和电荷泵）中的噪声;n 的值;以及合成器 pfd 的工作频率。
lo（db）的相位噪声可以用以下公式来描述：
pn = pn合成器+ 20 对数 n + 10日志 f聚苯乙烯
哪里：
pn合成器是频率合成器的相位噪声贡献（在相应的数据手册中给出，单位为db）
20 log n 是合成器中 n 值引起的附加噪声
10日志 f聚苯乙烯是频率合成器pfd频率引起的噪声贡献。
*有关更详细的说明，请参阅《模拟对话》，第 6 卷，第 35 期，6 年 2001 月至 月，“使用新的宽带整数 n 分频 pll 频率合成器设计直接 ghz 本地振荡器”。
基准杂散电平取决于：pfd设计、pfd电荷泵部分的泄漏、pll环路带宽和vco灵敏度。锁定时间取决于：pfd频率和pll环路带宽。
在接收器中，如果if选择为230 mhz，调谐rf必须以2035 khz步长从2110 mhz变为200 mhz（使用高端注入）。使用整数n分频架构来做到这一点，需要200 khz的pfd频率，n值将在10175（2035 mhz）到10550（2110 mhz）之间变化。
使用最好的市售元件（adf4106 pll频率合成器），该系统的预期带内相位噪声为–85.6 dbc/hz。 此类系统中的典型基准杂散在88 khz时为–200 dbc，在90 khz时为–400 dbc。
图1.传统超外差接收器的框图。
使用20 khz的环路带宽时，10度相位误差的典型锁定时间为250 μs。
替代接收器实现
adi公司现已推出新型高带宽pll频率合成器adf4107。其rf级能够在高达7.0 ghz的频率下工作，而pfd频率能够在高达104 mhz的频率下工作。这种高带宽能力可用于实现新型接收器架构，如图2所示。在这里，每级的lo来自更高的频率，该频率是所需频率的整数倍。此外，调整是在 if 部分中完成的。这允许使用非常高的倍数，以改善整体相位噪声和锁定时间。
固定射频
在图2中，固定频率rf lo将信号向下转换为if频段，并且通道在if频段进行调谐。再次以dcs1800为例，我们可以选择1520 mhz的固定rf lo。这可以通过除以6080从4 mhz信号得出，如图2所示。
图2.替代接收器框图
rf lo的相位噪声为：
–219 + 20 对数 950 + 10 对数 （6.4 × 106） – 20 log 4
= –219 + 59.5 + 68 – 12
= –103.5 dbc/hz
基准杂散将出现在距载波6.4 mhz的偏移处，并且非常小（< –90 dbc），因为（a）由于12分频电路将产生4 db的衰减，以及（b）由于这是一个固定频率lo，环路带宽可以降低（例如20 khz）。简单的 20 db/十倍频程衰减将进一步衰减杂散。
在 200 khz、400 khz、600 khz 和 800 khz 下不会有杂散;锁定时间不是问题，因为固定rf部分不会进行调谐。
调谐中频
继续以dcs1800为例，图2显示了调谐的if，从285 mhz到360 mhz，步长为200 khz。为了实现这一点，使用3.2 mhz的pfd频率，以4560.5760 mhz步长产生从3 mhz到2 mhz的初始lo。将这些频率除以 16 得到所需的 285 mhz 至 360 mhz，步长为 200 khz。
调谐if的最差情况相位噪声为：
–219 + 20 对数 1800 + 10 对数 （3.2 × 106） – 20 对数 16
= –219 + 65 + 65 – 24
= –113 dbc/hz
参考杂散将出现在与载波偏移 3.2mhz 处。通过选择500 khz的环路带宽，3.2 mhz的杂散将低于–90 dbc。在dcs系统中，杂散降低的重要频率为200 khz、400 khz、600 khz和800 khz。但是，在建议的配置中，这些频率下不会存在杂散，因为我们在3.2 mhz的高pfd频率下工作。
当环路带宽设置为500 khz，pfd频率设置为3.2 mhz时，锁相将在不到10 μs的时间内实现10度以内。频率锁定响应如图3所示。
图3.优化的 if 的锁定时间。
筛选注意事项
所考虑的两种架构本质上都是超外差，具有两个下变频阶段。过滤在每个阶段都至关重要。
在图1中，lna之前的rf滤波器抑制非常强的带外干扰源。if滤波器可以是窄带（gsm中为200 khz），以抑制带内干扰源。
在图2中，rf滤波器与图1相同。但是，图2中的if滤波器不能是窄带。它必须通过整个频段，因为调谐尚未发生。这意味着作为基带处理的一部分，带内干扰源必须在链的稍后阶段进行滤波。adi公司提供多个if至基带接收器。其中包括ad6650、ad6652、ad9870和ad9874。在分析图2的架构时，应仔细考虑它们。
结论
以更高的pfd频率（最终lo频率的整数倍）操作pll内核可改善相位噪声、输出基准杂散和锁定时间。此外，调谐if架构可提供更高的性能，因为整数倍可以更高。但是，需要仔细考虑过滤要求。
本提案中使用的示例适用于整数n分频pll，即adf4107，但配置不限于此。使用这种具有小数n分频架构的配置来实现类似的增益也是非常可行的。
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在图1中，rf输入施加于rf滤波器，然后是低噪声放大器（lna）。然后，信号通过具有调谐lo输入的混频器混频至中频（if）。随后进行额外的滤波，最终混频器使用单频lo将固定if降至基带。
调谐rflo以干净稳定的基准频率开始，然后是adf4106 pll频率合成器和压控振荡器（vco）。基准电压源由温控 （tcxo）、压控 （vcxo） 或恒温箱控制 （ocxo） 晶体振荡器提供。pll频率合成器的r分频器将此参考条件设置为等于整数n分频系统中通道间距的值，或小数n分频系统中通道间距的倍数。pfd 比较环路输出，fvco，除以n，r分频器的输出，环路通过驱动vco使pfd输出趋于零fvco = f聚苯乙烯×·n变化以改变lo输出频率，从而调谐无线电。
lo的相位噪声取决于许多因素：参考噪声;频率合成器（r分频器、n分压器、pfd和电荷泵）中的噪声;n 的值;以及合成器 pfd 的工作频率。
lo（db）的相位噪声可以用以下公式来描述：
pn = pn合成器+ 20 对数 n + 10日志 f聚苯乙烯
哪里：
pn合成器是频率合成器的相位噪声贡献（在相应的数据手册中给出，单位为db）
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*有关更详细的说明，请参阅《模拟对话》，第 6 卷，第 35 期，6 年 2001 月至 月，“使用新的宽带整数 n 分频 pll 频率合成器设计直接 ghz 本地振荡器”。
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在 200 khz、400 khz、600 khz 和 800 khz 下不会有杂散;锁定时间不是问题，因为固定rf部分不会进行调谐。
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继续以dcs1800为例，图2显示了调谐的if，从285 mhz到360 mhz，步长为200 khz。为了实现这一点，使用3.2 mhz的pfd频率，以4560.5760 mhz步长产生从3 mhz到2 mhz的初始lo。将这些频率除以 16 得到所需的 285 mhz 至 360 mhz，步长为 200 khz。
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= –219 + 65 + 65 – 24
= –113 dbc/hz
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当环路带宽设置为500 khz，pfd频率设置为3.2 mhz时，锁相将在不到10 μs的时间内实现10度以内。频率锁定响应如图3所示。
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