基于Flyboost模块的新型单级功率因数校正变换器
基于flyboost模块的新型单级功率因数校正变换器
摘要：提出了一种新型的功率因数校正模块（flyboost模块），它具有两种工作状态（反激变换器状态和boost电感状态）。基于这种pfc模块，得到了一种新型的单级pfc变换器，实验证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数，而且可以显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。
关键词：单级功率因数校正；flyboost模块；效率
1引言
近年来，提出了很多单级功率因数校正（pfc）变换器[1－2]。然而，这些变换器存在着不少缺点，如低效率，不适用于大功率应用，储能电容电压变化大等。这些缺点都限制了单级pfc变换器的应用。
一般的单级pfc变换器都是由boost电感和dc/dc变换器组成，通过控制boost电感工作在不连续导电模式，可以使得输入电流自动跟随输入电压，从而实现功率因数校正。
然而，无论是两级pfc变换器还是通常的boost电感型单级pfc变换器，输入功率都是先经过中间储能电容然后再经过dc/dc变换器输出，这样，从输入到输出，功率经过两级变换。
本文提出了直接功率变换的概念，基于这种概念，提出了一种新型的单级功率因数校正ac/dc变换器。实验证明，这种新型的变换器不仅具有很高的功率因数，而且能够显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。
(a)典型变换器功率流向(b)带直接功率变换模块的变换器功率流向
图1变换器的功率流向图
2直接功率变换的概念
在如图1（a）所示的典型功率因数校正ac/dc变换器中，包含了两个功率模块，即pfc模块和dc/dc模块。首先，脉动的输入交流功率经过pfc模块输入到储能电容上，然后经过dc/dc变换器，得到稳定的直流输出。如果pfc模块和dc/dc变换器模块的效率分别是η1和η2，那么，ac/dc变换器的总效率η为η=η1·η2（1）
实际上，希望得到稳定的直流输出并不需要经过两次功率变换。我们可以让一部分交流功率只经过一次功率变换就到达直流输出端；而其余部分输入功率则经过两次功率变换。这样，既可以得到高效率，又可以获得稳定的直流输出[3,5]，如图1（b）所示。
如果m表示能量的直接变换部分，那么（1－m）则是间接变换的能量，则
po=pinη1m＋pinη1η2(1－m)（2）
η=η1m＋η1η2(1－m)=η1η2＋mη1(1－η2)（3）
所以，具有直接功率转换的变换器的效率比原来提高了mη1（1－η2）。
3直接功率变换及功率因数校正模块
设工频交流经过全波整流后加在反激变换器上的电压为vin，输入电流为i1，变压器的变比为n:1，输出电压为vo，输出电流为io，re表示等效输入无损电阻。
在一定占空比下，当反激变换器(flyback)工作在不连续导电模式（dcm）下，输入电流i1为三角波，其平均值近似为正弦波。另外，对输入而言，反激变换器可等效为一个受占空比d控制的无损电阻[4]，等效电路如图2所示。
3?1等效输入电阻re
在一个开关周期ts内，vin近似不变，反激变换器原副边电流为i1，io呈三角波。
[0－dts]期间i1以斜率vin/n2l线形增大（l为变压器副边的电感值）。
[dts－（d＋d2）ts]期间副边电流io以斜率－vo/l减小，d2ts为输出整流管导通时间。
显然原边峰值电流ip为ip=(4)
输入平均电流i1(avg)为i1(avg)=i1dt=··dts=ipd==(5)从而得到re=(6)
3.2平均输出电流和输出功率
副边峰值电流为ip′，则平均输出电流i0(avg)为i0(avg)=i0dt==（7）
根据伏?秒积平衡vindts=nvod2ts得
d2=vind/nvo(8)
将式（8）代入式（7）中，得到
i0(avg)=dvinip′/2nvo
=d2vin2ts/2n2lvo=vin2/vore(9)
所以，输出平均功率为
po=vo·io(avg)=vin2/re=pin(10)
上述分析说明：
1）输出功率=输入功率，没有功率损耗,实现直接功率传递的概念；
2）在式(5)中，vin=|vpeak·sinωt|，可知输入平均电流满足正弦规律，实现功率因数校正。
尽管工作在dcm的反激变压器具有以上优点，但是，它同时也存在不少缺点，例如，由式(9)可知，输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。
4基于flyboost模块的单级功率因数校正
ac/dc变换器
在反激变压器的基础上，本文提出了一种新型的单级pfc变换器，即基于flyboost模块的单级pfc变换器，如图3所示。
当工作在不连续导电模式（dcm）下，flyboost模块的工作状态可以概括为两种状态，即反激变压器状态和boost电感状态，两个工作状态的工作波形如图4所示。
1)反激变压器状态当|vin(t)|<(vc1－nvo)(式中vin(t)表示交流输入电压瞬时值，vc1表示中间储能电容电压，n表示t1的变比）。t1可以看作一般的反激变压器。在一个开关周期内，当s1开通时，t1经d5充电，储存能量；当s1关断时，由于|vin(t)|(vc1－nvo)时，t1相当于一个boost电感。在一个开关周期内，当s1开通时，l1经d5充电储能；当s1关断时，由于|vin(t)|>(vc1－nvo)，d6导通，储存在l1上的能量向c1放电，其工作方式与一般的boost电感型单级pfc变换器一样。
在这种状态时，平均输入电流可表示为iin(avg)=（12）
由式（11）（12）可知，无论flyboost模块处于反激变压器状态或者boost电感状态，变换器都能实现功率因数校正。
另外，这种新型的单级pfc变换器还具有一般单级pfc变换器所没有的优点：
1）高效率因为当flyboost模块工作在反激变压器状态时，相当于一个无损电阻，所以会获得比一般单级pfc变换器高的效率；
2）自动限制中间储能电容c1上的电压因为，当flyboost模块处于反激变压器状态时，反激变压器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为（|vin(t)|＋vo·n），只有当它大于vc1时，c1才会被充电，此时flyboost模块进入boost电感状态，所以，c1的电压最终被箝位在(vin(peak)＋vo·n)；
3）输出电流纹波很小如前所述，普通的反激变压器pfc模块得到的输出电流含有很大的二倍工频纹波，但是，在这种新型变换器中，变换器的输出由flyboost模块和dc/dc级的正激变换器共同调节，可以获得稳定的低纹波输出。
5实验结果
根据图3建立了单级pfc变换器实验电路，设计参数为：ac输入170～230v；dc输出16v/7.5a；开关频率120khz；l1=54.02μh；n=4.75。flyboost模块两种工作状态的电流波形如图5（a）所示。在两种状态的转换中，由于副边电压的反馈作用，c1的电压自动箝位在vin(peak)＋vo·n。实验证明，当输入为ac220v时，c1的电压箝位在387v（220×＋16×4.75=387）。
当flyboost模块处于反激变换器状态时，可以实现功率的直接变换，所以变换器具有较高的效率，实验证明，变换器满载时效率达到了82.06％。
在实验中，将flyboost模块的两种状态都设计在dcm模式下，从而可以获得很高的功率因数，输入电压与输入电流的波形如图5（b）所示，在满载时功率因数为0.976。
图5(c)中第2条波形为变换器总的输出电流，第3和第4条波形分别为flyboost模块与dc/dc变换器的输出电流。输出由flyboost模块和dc/dc级的正激变换器共同调节，所以输出电流的工频纹波很小。
6结语
本文提出了一种新型单级功率因数校正变换器。这种变换器有以下优点：
(a)flyboost模块两种状态的电流
(b)输入电压与输入电流
(c)输入电压与输出电流
图5单级pfc变换器的实验波形
1)实现部分能量的直接变换，从而获得较高的效率；
2)实现了中间储能电容上电压的自动箝位；
3)通过控制flyboost模块的两种状态都工作在dcm模式下，获得了很高的功率因数。
实验证明了这是一种很好的单级pfc变换器。
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