高端电流检测简介,试图用LTC2063发现不稳定问题
只要问任何经验丰富的电气工程师——如我们故事里的教授gureux——在mosfet栅极前要放什么，你很可能会听到“一个约100 ω的电阻。”虽然我们对这个问题的答案非常肯定，但人们仍然会问为什么，并且想知道具体的作用和电阻值。为了满足人们的这种好奇心，我们接下来将通过一个例子探讨这些问题。年轻的应用工程师neubean想通过实验证明，为了获得稳定性，是不是真的必须把一个100 ω的电阻放在mosfet栅极前。拥有30年经验的应用工程师gureux对他的实验进行了监督，并全程提供专家指导。
高端电流检测简介
图1.高端电流检测。
图1中的电路所示为一个典型的高端电流检测示例。负反馈试图在增益电阻rgain上强制施加电压vsense。通过rgain的电流流过p沟道mosfet (pmos)，进入电阻rout，该电阻形成一个以地为基准的输出电压。总增益为
电阻rout上的可选电容cout的作用是对输出电压滤波。即使pmos的漏极电流快速跟随检测到的电流，输出电压也会展现出单极点指数轨迹。
原理图中的电阻rgate将放大器与pmos栅极隔开。其值是多少？经验丰富的gureux可能会说：“当然是100 ω！”
尝试多个ω值
我们发现，我们的朋友neubean，也是gureux的学生，正在认真思考这个栅极电阻。neubean在想，如果栅极和源极之间有足够的电容，或者栅极电阻足够大，则应该可以导致稳定性问题。一旦确定rgate和cgate相互会产生不利影响，则可以揭开100 ω或者任何栅极电阻值成为合理答案的原因。
图2.高端电流检测仿真。
图2所示为用于凸显电路行为的ltspice仿真示例。neubean通过仿真来展现稳定性问题，他认为，稳定性问题会随着rgate的增大而出现。毕竟，来自rgate和cgate的极点应该会蚕食与开环关联的相位裕量。然而，令neubean感到惊奇的是，在时域响应中，所有rgate值都未出现任何问题。
结果发现，电路并不简单
图3.从误差电压到源电压的频率响应。
在研究频率响应时，neubean意识到，需要明确什么是开环响应。如果与单位负反馈结合，构成环路的正向路径会从差值开始，结束于结果负输入端。neubean然后模拟了vs/(vp – vs)或vs/ve，并将结果绘制成图。图3所示为该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益很小，并且交越时未发现相位裕量问题。事实上，从整体上看，这幅图显示非常怪异，因为交越频率小于0.001 hz。
图4.高端检测电路功能框图。
将电路分解成控制系统的结果如图4所示。就像几乎所有电压反馈运算放大器一样， ltc2063具有高直流增益和单极点响应。该运算放大器放大误差信号，驱动pmos栅极，使信号通过rgate – cgate滤波器。cgate和pmos源一起连接至运算放大器的–in输入端。rgain从该节点连接至低阻抗源。即使在图4中，可能看起来rgate – cgate滤波器应该会导致稳定性问题，尤其是在rgate比rgain大得多的情况下。毕竟，会直接影响系统rgain电流的cgate电压滞后于运算放大器输出变化。
对于为什么rgate和cgate没有导致不稳定，neubean提供了一种解释：“栅极源为固定电压，所以，rgate – cgate电路在这里是无关紧要的。你只需要按以下方式调整栅极和源即可。这是一个源极跟随器。”
经验更丰富的同事gureux说：“实际上，不是这样的。只有当pmos作为电路里的一个增益模块正常工作时，情况才是这样的。”
受此启发，neubean思考了数学问题——要是能直接模拟pmos源对pmos栅极的响应，结果会怎样？换言之，v(vs)/v(vg)是什么？neubean赶紧跑到白板前，写下了以下等式。
其中，
运算放大器增益为a，运算放大器极点为ωa。
neubean立刻就发现了重要项gm。什么是gm？对于一个mosfet，
看着图1中的电路，neubean心头一亮。当通过rsense的电流为零时，通过pmos的电流应该为零。当电流为零时，gm为零，因为pmos实际上是关闭的，未被使用、无偏置且无增益。当gm = 0时，vs/ve为0，频率为0 hz，vs/vg为0，频率为0 hz，所以，根本没有增益，图3中的曲线图可能是有效的。
试图用ltc2063发现不稳定问题
带来这点启示，neubean很快就用非零的isense尝试进行了一些仿真。
图5.非零检测电流条件下从误差电压到源电压的频率响应。
图5为条件下从ve到vs的响应增益/相位图，该线跨越0db以上到0db以下，看起来要正常得多。图5应该显示大约2 khz时，100 ω下有大量的pm，100 kω下pm较少，1 mω下甚至更少，但不会不稳定。
neubean来到实验室，用高端检测电路ltc2063得到一个检测电流。他插入一个高rgate值，先是100 kω，然后是1 mω，希望能看到不稳定的行为，或者至少出现某类振铃。不幸的是，他都没有看到。
他尝试加大mosfet里的漏极电流，先增加isense，然后使用较小的rgain电阻值。结果仍然没能使电路出现不稳定问题。
他又回到了仿真，尝试用非零isense测量相位裕量。即使在仿真条件下也很难，甚至不可能发现不稳定问题或者低相位裕度问题。
neubean找到gureux，问他为什么没能使电路变得不稳定。gureux建议他研究一下具体的数字。neubean已经对gureux高深莫测的话习以为常，所以，他研究了rgate和栅极总电容形成的实际极点。在100 ω和250 pf下，极点为6.4 mhz；在100 kω下，极点为6.4 khz；在1 mω下，极点为640 hz。ltc2063增益带宽积(gbp)为20 khz。当ltc2063具有增益时，闭环交越频率可能轻松下滑至rgate– cgate 极点的任何作用以下。
是的，可能出现不稳定问题
意识到运算放大器动态范围需要延伸至rgate – cgate极点的范围以外，neubean选择了一个更高增益带宽积的运放。ltc6255 5 v运算放大器可以直接加入电路，增益带宽积也比较高，为6.5 mhz。
neubean急切地用电流、ltc6255、100 kω栅极电阻和300 ma检测电流进行了仿真。
然后，neubean在仿真里添加了rgate。当rgate足够大时，一个额外的极点可能会使电路变得不稳定。
图6.有振铃的时域图。
图7.增加电流（ve至vs）后的正常波特图，相位裕量表现糟糕。
图6和图7显示的是在高rgate值条件下的仿真结果。当检测电流保持300 ma不变时，仿真会出现不稳定情况。
实验结果
为了了解电流是否会在检测非零电流时出现异常行为，neubean用不同步进的负载电流和三个不同的rgate值对ltc6255进行了测试。在瞬时开关切入更多并行负载电阻的情况下，isense从60 ma的基数过度到较高值220 ma。这里没有零isense测量值，因为我们已经证明，那种情况下的mosfet增益太低。
实际上，图8最终表明，使用100 kω和1 mω电阻时，稳定性确实会受到影响。由于输出电压会受到严格滤波，所以，栅极电压就变成了振铃检测器。振铃表示相位裕量糟糕或为负值，振铃频率显示交越频率。
图8.rgate= 100 ω，电流从低到高瞬态。
图9.rgate = 100 ω，电流从高到低瞬态。
图10.rgate = 100 kω，电流从低到高瞬态。
图11.rgate = 100 kω，电流从高到低瞬态。
图12.rgate = 1 mω，电流从低到高瞬态。
图13.rgate= 1 mω，电流从高到低瞬态。
头脑风暴时间
neubean意识到，虽然看到过许多高端集成电流检测电路，但不幸的是，工程师根本无力决定栅极电阻，因为这些都是集成在器件当中的。具体的例子有 ad8212, ltc6101, ltc6102,和ltc6104 高电压、高端电流检测器件。事实上，ad8212采用的是pnp晶体管而非pmos fet。他告诉gureux说：“真的没关系，因为现代器件已经解决了这个问题。”
好像早等着这一刻，教授几乎打断了neubean的话，说道：我们假设，你要把极低电源电流与零漂移输入失调结合起来，比如安装在偏远地点的电池供电仪器。你可能会使用ltc2063或ltc2066 ，将其作为主放大器。或者你要通过470 ω分流电阻测到低等级电流，并尽量准确、尽量减少噪声；那种情况下，你可能需要使用 ada4528，该器件支持轨到轨输入。在这些情况下，你需要与mosfet驱动电路打交道。
所以 …
显然，只要栅极电阻过大，使高端电流检测电路变得不稳定是有可能的。neubean向乐于助人的老师gureux谈起了自己的发现。gureux表示，事实上，rgate确实有可能使电路变得不稳定，但开始时没能发现这种行为是因为问题的提法不正确。需要有增益，在当前电路中，被测信号需要是非零。
gureux回答说：“肯定，当极点侵蚀交越处的相位裕量时，就会出现振铃。但是，你增加1 mω栅极电阻的行为是非常荒谬的，甚至100 kω也是疯狂的。记住，一种良好的做法是限制运算放大器的输出电流，防止其将栅极电容从一个供电轨转向另一个供电轨。”
neubean表示赞同，“那么，我需要用到哪种电阻值？”
gureux自信地答道：“100 ω”。
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图1.高端电流检测。
图1中的电路所示为一个典型的高端电流检测示例。负反馈试图在增益电阻rgain上强制施加电压vsense。通过rgain的电流流过p沟道mosfet (pmos)，进入电阻rout，该电阻形成一个以地为基准的输出电压。总增益为
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原理图中的电阻rgate将放大器与pmos栅极隔开。其值是多少？经验丰富的gureux可能会说：“当然是100 ω！”
尝试多个ω值
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图2.高端电流检测仿真。
图2所示为用于凸显电路行为的ltspice仿真示例。neubean通过仿真来展现稳定性问题，他认为，稳定性问题会随着rgate的增大而出现。毕竟，来自rgate和cgate的极点应该会蚕食与开环关联的相位裕量。然而，令neubean感到惊奇的是，在时域响应中，所有rgate值都未出现任何问题。
结果发现，电路并不简单
图3.从误差电压到源电压的频率响应。
在研究频率响应时，neubean意识到，需要明确什么是开环响应。如果与单位负反馈结合，构成环路的正向路径会从差值开始，结束于结果负输入端。neubean然后模拟了vs/(vp – vs)或vs/ve，并将结果绘制成图。图3所示为该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益很小，并且交越时未发现相位裕量问题。事实上，从整体上看，这幅图显示非常怪异，因为交越频率小于0.001 hz。
图4.高端检测电路功能框图。
将电路分解成控制系统的结果如图4所示。就像几乎所有电压反馈运算放大器一样， ltc2063具有高直流增益和单极点响应。该运算放大器放大误差信号，驱动pmos栅极，使信号通过rgate – cgate滤波器。cgate和pmos源一起连接至运算放大器的–in输入端。rgain从该节点连接至低阻抗源。即使在图4中，可能看起来rgate – cgate滤波器应该会导致稳定性问题，尤其是在rgate比rgain大得多的情况下。毕竟，会直接影响系统rgain电流的cgate电压滞后于运算放大器输出变化。
对于为什么rgate和cgate没有导致不稳定，neubean提供了一种解释：“栅极源为固定电压，所以，rgate – cgate电路在这里是无关紧要的。你只需要按以下方式调整栅极和源即可。这是一个源极跟随器。”
经验更丰富的同事gureux说：“实际上，不是这样的。只有当pmos作为电路里的一个增益模块正常工作时，情况才是这样的。”
受此启发，neubean思考了数学问题——要是能直接模拟pmos源对pmos栅极的响应，结果会怎样？换言之，v(vs)/v(vg)是什么？neubean赶紧跑到白板前，写下了以下等式。
其中，
运算放大器增益为a，运算放大器极点为ωa。
neubean立刻就发现了重要项gm。什么是gm？对于一个mosfet，
看着图1中的电路，neubean心头一亮。当通过rsense的电流为零时，通过pmos的电流应该为零。当电流为零时，gm为零，因为pmos实际上是关闭的，未被使用、无偏置且无增益。当gm = 0时，vs/ve为0，频率为0 hz，vs/vg为0，频率为0 hz，所以，根本没有增益，图3中的曲线图可能是有效的。
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图5.非零检测电流条件下从误差电压到源电压的频率响应。
图5为条件下从ve到vs的响应增益/相位图，该线跨越0db以上到0db以下，看起来要正常得多。图5应该显示大约2 khz时，100 ω下有大量的pm，100 kω下pm较少，1 mω下甚至更少，但不会不稳定。
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然后，neubean在仿真里添加了rgate。当rgate足够大时，一个额外的极点可能会使电路变得不稳定。
图6.有振铃的时域图。
图7.增加电流（ve至vs）后的正常波特图，相位裕量表现糟糕。
图6和图7显示的是在高rgate值条件下的仿真结果。当检测电流保持300 ma不变时，仿真会出现不稳定情况。
实验结果
为了了解电流是否会在检测非零电流时出现异常行为，neubean用不同步进的负载电流和三个不同的rgate值对ltc6255进行了测试。在瞬时开关切入更多并行负载电阻的情况下，isense从60 ma的基数过度到较高值220 ma。这里没有零isense测量值，因为我们已经证明，那种情况下的mosfet增益太低。
实际上，图8最终表明，使用100 kω和1 mω电阻时，稳定性确实会受到影响。由于输出电压会受到严格滤波，所以，栅极电压就变成了振铃检测器。振铃表示相位裕量糟糕或为负值，振铃频率显示交越频率。
图8.rgate= 100 ω，电流从低到高瞬态。
图9.rgate = 100 ω，电流从高到低瞬态。
图10.rgate = 100 kω，电流从低到高瞬态。
图11.rgate = 100 kω，电流从高到低瞬态。
图12.rgate = 1 mω，电流从低到高瞬态。
图13.rgate= 1 mω，电流从高到低瞬态。
头脑风暴时间
neubean意识到，虽然看到过许多高端集成电流检测电路，但不幸的是，工程师根本无力决定栅极电阻，因为这些都是集成在器件当中的。具体的例子有 ad8212, ltc6101, ltc6102,和ltc6104 高电压、高端电流检测器件。事实上，ad8212采用的是pnp晶体管而非pmos fet。他告诉gureux说：“真的没关系，因为现代器件已经解决了这个问题。”
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所以 …
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gureux回答说：“肯定，当极点侵蚀交越处的相位裕量时，就会出现振铃。但是，你增加1 mω栅极电阻的行为是非常荒谬的，甚至100 kω也是疯狂的。记住，一种良好的做法是限制运算放大器的输出电流，防止其将栅极电容从一个供电轨转向另一个供电轨。”
neubean表示赞同，“那么，我需要用到哪种电阻值？”
gureux自信地答道：“100 ω”。
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