射频同轴连接器的三个设计要点
射频同轴连接器通常被认为是装接在电缆上或安装在仪器上的一种元件，作为传输线电气连接或分离的元件,它属于机电一体化产品。简单的讲它主要起桥梁作用。实质上是一段带有连接结构的非均匀同轴连接线体。说它不均匀是由不可避免的台阶结构形成的,这些结构必须保证内、外导体相对位置的固定与同轴电缆内外导体的连接以及与异性连接器内外导体的连接。连接要可靠,接触电阻要小,使得不连续性电容最小,无信号泄漏。有些连接器还要考虑防水、防尘结构。一般来讲,内部结构设计得越复杂,过渡台阶越多,电性能传输越不好。所以连接器内部结构只要满足必须的支撑,结构以简单为好。下面就连接器设计谈三点体会。
一、 连接器与所连接电缆的特性阻抗必须一致
常用同轴电缆特性阻抗有两种：50ω 和75ω。各种同轴电缆其特性阻抗都有公差范围,一般来讲,50ω 软性电缆公差为±2ω,75ω 软性电缆公差为±3ω,而 50ω半硬性电缆的特性阻抗公差在±1.5ω以内。
同轴连接器的特性阻抗(空气介质时)为：
（1）
式中z0为连接器的特性阻抗；d为外导体内径；d为内导体外径；ε0为空气介电常数。
在室温和标准气压下,干燥空气的相对介电常 数ε0=1.000536,一般情况下计算 z 0时,都把ε0值 近似取为1。则50ω 连接器的 d/d 值为：
（2）
为了支撑和固定中心导体与外导体的相对位置,内外导体之间必须设计有介质支撑,目前介质支撑材料有：聚四氟乙烯、聚乙烯、聚苯乙烯。因为介质支撑的重量对电性能影响极大,这就要求介质支撑材料的密度一致性要好,一般情况下, 用棒材车制的比压铸介质支撑密度一致性好。为了保证连接器内支撑段和空气段特性阻抗一致,即同轴线每个截面的特性阻抗和所接电缆特性阻抗一致。在介质支撑段中：
（3）
式中εr 为介质支撑的介电常数,则50ω 连接器以聚四氟乙烯为介质时计算得 d/d 比值近似为3.29。
（4）
二、介质支撑的设计与共面补偿
第一部分设计时确定了连接器内部特性阻抗的 计算和阻抗匹配问题,从而大致就定下了结构尺寸, 然而由于介质支撑的出现,支撑的εr 和空气ε0的差 别,要保证每个截面特性阻抗相同,必然内、外导体 在结构上要设计成台阶状。常见形式有以下几种：
图1 介质支撑常见形式
从以上几种形式看出,在放介质支撑的地方, 内、外导体形成了槽,几何形状上出现了阶梯,正因为这些阶梯,必然引入了不连续电容。图2表示了图1中a 、b 、c 不同方案下的不连续电容
图2 不同方案下的不连接电容
各种具体加工的方案引起的不连续电容数值是 不一样的,采用恰当的内、外导体槽深度组合能使不 连续电容减至最小。图2表示出4f r 支撑端面不 连续电容与外导体槽深比例的关系曲线。设：外导 体内径标称尺寸是 φ7,内导体外径标称尺寸为 φ3, 并使支撑处截面特性阻抗为50ω。当内导体上不切 槽(图1中c),只在外导体内径上切槽,令其状态槽 为h 0,则图2中曲线表明外导体槽深h 是h 0的25% 左右,而内导体槽深度在保证其截面特性阻抗为 50ω 前提下可计算出来。这种内、外导体深度组合, 总阶梯电容最小(如图2),结构见图3。
图3 总阶梯电容最小的结构
尽管在结构设计时对内、外导体支撑处进行槽深恰当组合使得不连续电容最小化,但还是存在少量不连续电容,为达到极宽频带内剩余反射很小,要对少量不连续电容作共面补偿。共面补偿就是在出现不连续的面上引进补偿,如图4所示。
图4 共面补偿结构
它是在图 3的基础上进行了改进,即在介质支撑与空气交界 的端面上将介质挖去一部分(构成圆环凹槽),形成 小电感来补偿阶梯不连续电容。至于圆环凹槽挖去多少,补偿阶梯不 连续电容最佳,主要根据介质支撑与外导体配合松紧程度、挤压量是多少,使支撑重量保持在理论计算值为准,这就需要设计师的经验。现在可以借助高频仿真软件(hfss)计算校准设计的正确性，而且可以修改,不断完善,直至最佳状态。图5是对图1-c , 图3,图4的结构形式进行仿真计算验证 vs wr 设计效果(条件：特性阻抗50ω,εr =2.03)。从图5仿真验算结果可清楚看出,(c)种方案最好,频率在10g hz 时 vs wr未超过 1.01,说明对不连续性电容补偿是有效果的。
(a)按图1-c设计的同轴线
（b）按图3设计的同轴线（h/h0=0.25）
（c）按图3设计的同轴线（h/h0=0.25）
图5 vswr与f的关系曲线
三、连接器内、外导体大尺寸向小尺寸过渡问题
内、外导体大尺寸向小尺寸过渡的结构形式在 连接器设计中经常出现,导体的截面突变处引起阶 梯电容产生反射很大,所以必须进行补偿。 (1)锥体过渡补偿方法(见图6) 这种过渡方法,斜角α越小,过渡段越长,加工越 困难,浪费原材料,而且装配时轴向尺寸也不易控制。 从电性能上看,这种方法补偿频带很窄,现在普 遍不采用。只有在 d/d＇ >5.48情况下采用(见图7),
图6 锥体过度补偿办法
例如在7/16型转 2.9 型,7/16 型转 2.4 型的转接器中才出现这种情况。这类转接器,由于7/16型使用频率比较低(如1g hz ～4g hz),所以将锥体过渡改为直角台阶轴向错位(图7b),电性能(vs wr)也近似相同。
图7 d/d＇=5.48锥体过渡与台阶过渡 vs wr 曲线
通过比较,图7(b)略好一些。
(2)台阶式过渡轴向错位(见图8)
有关实验表明,当 d/d＇<3时通常采用台阶式轴向错位 δ 的方式来补偿阶梯电容,效果比较明显。
（5)
图8 台阶式过渡轴向错位
为了验证上述结论,取出 n 型转 s m a 型的台阶过 渡处一段图,进行仿真计算,再对尺寸修正完善,得 到图9所示验证结果。
图9 n 型转 sma 型的台阶过渡仿真结果
从图9 看出,当 δ<3 时采用台阶轴向错位过渡,对阶梯电容补偿效果比较好。当然在尺寸上、介质选择上还可以进一步改进。所以在设计连接器支撑时,支撑处不但要重点考虑反射和不连续电容补偿问题,而且还要考虑支撑的重量以及支撑与内、外导体的配合间隙问题。因为这两个因素对电性能影响很大,必须要求支撑重量恒定,与金属配合无间隙。
总结
射频同轴连接器在微波段传输线中相当于一段 非均匀的同轴线形的“桥梁”,要求该“桥”使信号无损耗地通过。但是绝对无损耗是做不到的,必须精 心设计,还要精心制造,设计时对主要的四处反射源 (口部接插连接部位、介质支撑部位、导体台阶部位 及接电缆部位)要进行精确的计算和补偿。另外,对绝缘支撑介质均匀性、重量都有很严格 的要求,必要时要采用适当的扩频方法来改善电性能。在有条件的情况下,设计时可借助于高频仿真软件(hfss)验算设计的准确性,进行修改完善,这样就省略了大量的试生产时间,快速适应市场需求。
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（1）
式中z0为连接器的特性阻抗；d为外导体内径；d为内导体外径；ε0为空气介电常数。
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（2）
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（3）
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图1 介质支撑常见形式
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图3 总阶梯电容最小的结构
尽管在结构设计时对内、外导体支撑处进行槽深恰当组合使得不连续电容最小化,但还是存在少量不连续电容,为达到极宽频带内剩余反射很小,要对少量不连续电容作共面补偿。共面补偿就是在出现不连续的面上引进补偿,如图4所示。
图4 共面补偿结构
它是在图 3的基础上进行了改进,即在介质支撑与空气交界 的端面上将介质挖去一部分(构成圆环凹槽),形成 小电感来补偿阶梯不连续电容。至于圆环凹槽挖去多少,补偿阶梯不 连续电容最佳,主要根据介质支撑与外导体配合松紧程度、挤压量是多少,使支撑重量保持在理论计算值为准,这就需要设计师的经验。现在可以借助高频仿真软件(hfss)计算校准设计的正确性，而且可以修改,不断完善,直至最佳状态。图5是对图1-c , 图3,图4的结构形式进行仿真计算验证 vs wr 设计效果(条件：特性阻抗50ω,εr =2.03)。从图5仿真验算结果可清楚看出,(c)种方案最好,频率在10g hz 时 vs wr未超过 1.01,说明对不连续性电容补偿是有效果的。
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