共射放大电路的交流分析
比起共基放大电路，共射放大电路稍微要复杂一些，有若干种偏置形式，但万变不离其宗，分析的基本原理都是一致的，本小节我们对三种典型的共射偏置形式进行交流分析，分别是：固定偏置、射极偏置（改进的固定偏置）、分压偏置。
1. 固定偏置
固定偏置的共射放大电路如下图所示：
图4-6.01
注意在上图中的各个电压电流符号，有的仅含小信号交流分量，有的同时包含小信号交流分量和直流分量。集电极电阻rc起到了负载电阻的作用，故输出电流io从rc上通过。而c2的作用仅在于隔离直流取出交流输出电压vo，并无电流通过。而且从上图可以很明显的看出，输入电流ii就等于基级电流的交流电流ib，输出电流io就等于集电极电流的交流分量ic。
在交流分析中，电容c1和c2可视为短路，直流电压源可视为直接通地，将上图中的bjt晶体管替换成re等效模型后的交流等效电路如下图所示（注意下图中的所有电量符号都变成了交流的相量形式）：
图4-6.02
● 输入阻抗：
从上图中可以很容易地看出，输入阻抗为：
在固定偏置情况下，由于基级电流非常微小，所以一般会将rb配得比较大（通常为几百kω左右），大多数情况下都会大于10倍的βre，因此在一些要求不高的场合下，可忽略rb而认为输入阻抗近似为：
● 输出阻抗：
前一小节我们说过，在共射组态中，bjt晶体管的固有输出电阻ro大约为几十kω级，一般不能忽略不计，故在上图的等效电路中画出了ro的存在。当输入vi=0时，ib=0，受控电流源βib=0，可视为开路，因此输出阻抗为：
但是，有时在配置集电极电阻rc时，如果将rc的值选取得比较小，当rc的值小于10倍的ro时，这时可将ro近似看作开路，而近似忽略ro的存在。
● 电压放大倍数：
输入电压vi和输出电压vo的表达式分别为：
电压放大倍数为：
和前面类似，当rc的值取得比较小时，电压放大倍数可近似为：
上式中的负号表明，输出电压和输入电压的反向，或者称：输出信号和输入信号之间存在180°的相移。
案例4-6-1：对于下图的固定偏置共射放大电路，使用re等效模型试求：（1）re的值；（2）输入阻抗zi；（3）输出阻抗zo（对ro=∞和ro=50kω两种情况分别求值）；（4）电压放大倍数av（对ro=∞和ro=50kω两种情况分别求值）。
图4-06.a1
解：（1）re的值由流过三极管发射结的静态工作电流（即ie）决定：
（2）先求βre：
输入阻抗zi为：
可见，当rb取值为几百kω时，rb对输入阻抗的影响及其微小。
（3）当ro=∞时，输出阻抗zo为：
当ro=50kω时，输出阻抗zo为：
比较可见，当计入ro的影响时，输出阻抗会略为减小。
（4）当ro=∞时，电压放大系数av为：
当ro=50kω时，电压放大系数av为：
比较可见，当计入ro的影响时，电压放大倍数会有所减小。
2. 射极偏置
（1）基本分析
我们曾在共射放大电路的直流分析章节讲过，在固定偏置的发射极增加一个射极电阻re，可以大大提高电路的稳定性，这种改进的固定偏置形式也称为射极偏置。本小节我们就对射极偏置电路进行交流分析。
下图是一个射极偏置共射放大电路的基本电路：
图4-06.03
将上图中的bjt晶体管替换成re等效模型后的交流等效电路如下图所示：
图4-06.04
上图中，为分析简便起见，我们先不考虑输出电阻ro的影响，将其视为无穷大（因为在有射极电阻re的情况下，在re模型中加上ro后，会使电路的计算复杂度大大增加，不利于我们概念的说明，后文我们会专门讨论当考虑ro的影响时如何计算）。
● 输入阻抗：
这里输入阻抗直接用vi/ii的公式进行强推比较困难，我们可以先作一下变通，先求出不含rb时，直接从bjt输入端看入的“仅bjt的输入阻抗”zb，然后再用zb和rb并联即可得到整个电路的输入阻抗zi。
对bjt的输入端列写kvl方程可得：
则从bjt输入端看入的等效电阻zb为：
通常re为kω级，远大于几个欧姆级的re，如果需要的话，上式可进一步近似为：
算出zb后，输入阻抗为rb和zb的并联：
● 输出阻抗：
当不考虑ro的影响时，输出阻抗的计算比较简单。当输入vi=0时，ib=0，受控电流源βib=0，可视为开路，因此输出阻抗即为：
● 电压放大倍数：
方法和前面类似，我们先算出输入电压vi和输出电压vo的表达式：
电压放大倍数即为：
当re≥10re时，上式可进一步近似为：
上式中的负号表明，输出电压和输入电压的反向，或者称：输出信号和输入信号之间存在180°的相移。
（2）增加旁路电容
在上面的射极偏置电路中，我们观察电压放大倍数：
一般rc的选值为几个kω级（在案例4-6.a1中，rc=2kω）,而re一般会选取几百欧到kω级（比如选0.5kω），代入上式后计算得：
这样的电压放大倍数也太小了，非常不实用。
我们回忆一下直流分析时的情形，当时固定偏置电路的主要问题是静态工作点不稳，增加射极电阻的目的是为了提高电路的稳定性。但现在增加了射极电阻后，又发现射极电阻re会导致（交流）电压放大倍数大为减小。
那么有什么办法可以解决这个问题么？答案是有的。人们对射极偏置电路进行了改进，在射极电阻旁增加了一个旁路电容，发明了“带射极旁路电容的射极偏置电路”，如下图所示：
图4-06.05
这时候你就会看到交直流分开的好处了：在直流分析时，由于电容的隔直属性，就好像电容ce不存在一样，可以尽享射极电阻re带来的好处；在交流分析时，由于电容的交流短路属性，就好像射极电阻re被射极旁路电容ce短路掉一样，因此交流电压放大倍数的计算式就成为了：
等于是消除了射极电阻re对电压放大倍数带来的不利影响。
堪称精妙的设计！
案例4-6-2：对于下图的射极偏置共射放大电路，使用re等效模型试求：（1）re的值；（2）输入阻抗zi；（3）输出阻抗zo；（4）电压放大倍数av（对不含和含有射极旁路电容两种情况分别求值）。
图4-06.a2
解：（1）re的值由流过三极管发射结的静态工作电流（即ie）决定：
（2）输入阻抗为rb和zb的并联：
（3）输出阻抗为zo为：
（4）不含射极旁路电容时，电压放大倍数为：
当含有射极旁路电容时，电压放大倍数为
两者比较一下就可看出，有射极旁路电容时，电压放大倍数明显增大。
射极偏置放大电路的一种改进型如下图所示：
图4-06.06
这样做的好处是，可以通过re1的取值来更精确地调节电压放大倍数，这种改进型的射极偏置电路的电压放大倍数的计算式为：
可见，其改进后的电压放大倍数av比无射极旁路电容时要大，比有射极旁路电容时要小，性能介于两者之间，比较折中。
（3）输出电阻ro的影响
前面的各个计算结果都为不考虑bjt固有输出电阻ro时的计算公式，一般情况下也够用了。本小节将展示一下，如果把ro考虑进去，计算过程会有多复杂。
提示：前方高能预警，晕密集公式症者可跳过本小节，不影响后续章节的理解。不过，如果你耐心一点，愿意多用点草稿纸，一步步按步就搬地推算，其实也不难。
……
……
……
好，现在正式开始。当考虑输出电阻ro时，前面“图4-06.04”的re模型等效电路将变成如下形式：
图4-06.07
● 输入阻抗：
总输入阻抗的算法和前面类似，为rb和zb的并联，但是zb的的计算式将大为复杂。我们将上图中无关的部分略去，仅画出和计算zb有关的部分：
图4-06.08
注意：在上图中，由于ro的存在，ic不再严格等于βib，而是等于βib+ix。回忆一下我们在第3章对β参数的定义：交流β参数近似等于直流β参数，但并不严格相等，原因就在这里。同样的，在这里ie也不再严格等于(β+1)ib，而是等于：(β+1)ib+ix。
我们先对kvl回路1列写方程式：
上式稍微归并一下可得：
然后对kvl回路2列写方程式：
将图中的ic和ie分别代入上式可得：
上式稍微归并一下可得：
将这个ix代入上面kvl回路1的归并式，可得：
得到上式后，就可以利用vi/ib来计算bjt的输入阻抗zb了，上式稍微化简一下可得：
这个就是考虑ro后的纯bjt输入阻抗zb的表达式。然后再将这个值与rb并联，就可得到最终的输入阻抗zi的完整表达式：
怎么样？是不是已经用掉几大张草稿纸了？然后我们考虑在什么情况下可以对zb进行近似：
将zb表达式右边的分式中的分子分母同时除以ro，可得：
由于rc一般为几个kω级、ro一般为几十个kω级，rc/ro通常远小于(β+1)，故分子可近似为(β+1)。而re一般为和rc为同一量级，若取10(re+rc)≤ro时，分母可近似为1，故上式可近似为：
这个结果就是前面不考虑ro时的射极偏置得到的结果。
● 输出阻抗：
与计算输入阻抗类似，输出阻抗可以看作rc和zc的并联，其中zc为从bjt的集电极看入的纯bjt输出阻抗。同样的，zc的计算也相当复杂，我们下面采用标准方法计算纯bjt的输出阻抗zc：首先将输入端vi短接，然后在输出端施加一个uo的外电源，通过计算uo/io来计算zc。
去掉无关部分的等效电路如下图所示：
图4-06.09
我们先对kvl回路1列写方程式：
将图中的ie=ib+io代入上式可得：
将上式归并一下可得到ib和io的关系式：
然后对kvl回路2列写方程式：
将图中的ix=io-βib代入上式可得：
再将前面算得得ib与io的关系式代入上式可得：
将上式中的io移到等式右边，再进行一些归并，即可得到bjt的输出阻抗zc：
这个就是考虑ro后的纯bjt输出阻抗zc的表达式。然后再将这个值与rc并联，就可得到最终的输出阻抗zo的完整表达式：
然后我们考虑在什么情况下可以对zc进行近似：
在上式中，由于ro一般为几十kω级，而re为几个欧姆级，故zc可近似为：
将上式右边的分式中的分子分母同除以β，可以得到：
通常1/β和re/re都是比1小很多的小数，1除以这两个分式之和通常都会达到几十或几百，最终使得zc为几十倍或几百倍的ro，因此zo最终可近似为：
这个结果就是前面不考虑ro时的射极偏置得到的结果。
● 电压放大倍数：
电压放大倍数为vo和vi的比值，我们重画电路图如下：
图4-06.10
计算输入电压时，我们可利用先前算得的中间结果zb：
输出电压为：
为使vo与vi可以相除时可以消去ib和io，我们还需要对kvl回路2列写方程式，以得到ib和io的关系式：
归并后可得：
因此，电压放大倍数为：
然后我们考虑近似情况，当ro≥10 (rc+re)时，上式可近似为：
再前面算得的zb的近似结果代入上式可得：
这个结果就是前面不考虑ro时的射极偏置得到的结果。
好了，这个就是考虑ro后的各个参数的计算过程，跟前面不考虑ro时的计算比起来是不是酸爽得多？其实，如果你以后有机会学一下初级数字信号处理（dsp）的内容的话，你会发现这些公式推导的工作量和那个比起来简直是小巫见大巫。
在复杂公式推导的过程中，上式和下式之间需要大量的传递抄写，最怕的就是抄错一个量，之后整个推导就会失败。所以，小学语文老师叫你字写得工整一点、好看一点，现在知道用处了吧，那个基础技能点掌握得好，对你后期攀升科技树其实是很有帮助的。
3. 分压偏置
分压偏置的共射放大电路如下图所示：
图4-06.11
将上图中的bjt晶体管替换成re等效模型后的交流等效电路如下图所示（注意下图中的所有电量符号都变成了交流的相量形式）：
图4-06.12
● 输入阻抗：
从上图可以很容易看出，输入阻抗为：
● 输出阻抗：
当将输入电压vi置0时，ib=0，受控电流源βib=0，可视为开路，因此输出阻抗为：
当rc的值小于10倍的ro时，可作如下近似：
● 电压放大倍数：
输入电压vi和输出电压vo的表达式分别为：
电压放大倍数为：
当rc的值取得比较小时，电压放大倍数可近似为：
电压放大倍数的结果与“固定偏置”的结果完全相同。
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1. 固定偏置
固定偏置的共射放大电路如下图所示：
图4-6.01
注意在上图中的各个电压电流符号，有的仅含小信号交流分量，有的同时包含小信号交流分量和直流分量。集电极电阻rc起到了负载电阻的作用，故输出电流io从rc上通过。而c2的作用仅在于隔离直流取出交流输出电压vo，并无电流通过。而且从上图可以很明显的看出，输入电流ii就等于基级电流的交流电流ib，输出电流io就等于集电极电流的交流分量ic。
在交流分析中，电容c1和c2可视为短路，直流电压源可视为直接通地，将上图中的bjt晶体管替换成re等效模型后的交流等效电路如下图所示（注意下图中的所有电量符号都变成了交流的相量形式）：
图4-6.02
● 输入阻抗：
从上图中可以很容易地看出，输入阻抗为：
在固定偏置情况下，由于基级电流非常微小，所以一般会将rb配得比较大（通常为几百kω左右），大多数情况下都会大于10倍的βre，因此在一些要求不高的场合下，可忽略rb而认为输入阻抗近似为：
● 输出阻抗：
前一小节我们说过，在共射组态中，bjt晶体管的固有输出电阻ro大约为几十kω级，一般不能忽略不计，故在上图的等效电路中画出了ro的存在。当输入vi=0时，ib=0，受控电流源βib=0，可视为开路，因此输出阻抗为：
但是，有时在配置集电极电阻rc时，如果将rc的值选取得比较小，当rc的值小于10倍的ro时，这时可将ro近似看作开路，而近似忽略ro的存在。
● 电压放大倍数：
输入电压vi和输出电压vo的表达式分别为：
电压放大倍数为：
和前面类似，当rc的值取得比较小时，电压放大倍数可近似为：
上式中的负号表明，输出电压和输入电压的反向，或者称：输出信号和输入信号之间存在180°的相移。
案例4-6-1：对于下图的固定偏置共射放大电路，使用re等效模型试求：（1）re的值；（2）输入阻抗zi；（3）输出阻抗zo（对ro=∞和ro=50kω两种情况分别求值）；（4）电压放大倍数av（对ro=∞和ro=50kω两种情况分别求值）。
图4-06.a1
解：（1）re的值由流过三极管发射结的静态工作电流（即ie）决定：
（2）先求βre：
输入阻抗zi为：
可见，当rb取值为几百kω时，rb对输入阻抗的影响及其微小。
（3）当ro=∞时，输出阻抗zo为：
当ro=50kω时，输出阻抗zo为：
比较可见，当计入ro的影响时，输出阻抗会略为减小。
（4）当ro=∞时，电压放大系数av为：
当ro=50kω时，电压放大系数av为：
比较可见，当计入ro的影响时，电压放大倍数会有所减小。
2. 射极偏置
（1）基本分析
我们曾在共射放大电路的直流分析章节讲过，在固定偏置的发射极增加一个射极电阻re，可以大大提高电路的稳定性，这种改进的固定偏置形式也称为射极偏置。本小节我们就对射极偏置电路进行交流分析。
下图是一个射极偏置共射放大电路的基本电路：
图4-06.03
将上图中的bjt晶体管替换成re等效模型后的交流等效电路如下图所示：
图4-06.04
上图中，为分析简便起见，我们先不考虑输出电阻ro的影响，将其视为无穷大（因为在有射极电阻re的情况下，在re模型中加上ro后，会使电路的计算复杂度大大增加，不利于我们概念的说明，后文我们会专门讨论当考虑ro的影响时如何计算）。
● 输入阻抗：
这里输入阻抗直接用vi/ii的公式进行强推比较困难，我们可以先作一下变通，先求出不含rb时，直接从bjt输入端看入的“仅bjt的输入阻抗”zb，然后再用zb和rb并联即可得到整个电路的输入阻抗zi。
对bjt的输入端列写kvl方程可得：
则从bjt输入端看入的等效电阻zb为：
通常re为kω级，远大于几个欧姆级的re，如果需要的话，上式可进一步近似为：
算出zb后，输入阻抗为rb和zb的并联：
● 输出阻抗：
当不考虑ro的影响时，输出阻抗的计算比较简单。当输入vi=0时，ib=0，受控电流源βib=0，可视为开路，因此输出阻抗即为：
● 电压放大倍数：
方法和前面类似，我们先算出输入电压vi和输出电压vo的表达式：
电压放大倍数即为：
当re≥10re时，上式可进一步近似为：
上式中的负号表明，输出电压和输入电压的反向，或者称：输出信号和输入信号之间存在180°的相移。
（2）增加旁路电容
在上面的射极偏置电路中，我们观察电压放大倍数：
一般rc的选值为几个kω级（在案例4-6.a1中，rc=2kω）,而re一般会选取几百欧到kω级（比如选0.5kω），代入上式后计算得：
这样的电压放大倍数也太小了，非常不实用。
我们回忆一下直流分析时的情形，当时固定偏置电路的主要问题是静态工作点不稳，增加射极电阻的目的是为了提高电路的稳定性。但现在增加了射极电阻后，又发现射极电阻re会导致（交流）电压放大倍数大为减小。
那么有什么办法可以解决这个问题么？答案是有的。人们对射极偏置电路进行了改进，在射极电阻旁增加了一个旁路电容，发明了“带射极旁路电容的射极偏置电路”，如下图所示：
图4-06.05
这时候你就会看到交直流分开的好处了：在直流分析时，由于电容的隔直属性，就好像电容ce不存在一样，可以尽享射极电阻re带来的好处；在交流分析时，由于电容的交流短路属性，就好像射极电阻re被射极旁路电容ce短路掉一样，因此交流电压放大倍数的计算式就成为了：
等于是消除了射极电阻re对电压放大倍数带来的不利影响。
堪称精妙的设计！
案例4-6-2：对于下图的射极偏置共射放大电路，使用re等效模型试求：（1）re的值；（2）输入阻抗zi；（3）输出阻抗zo；（4）电压放大倍数av（对不含和含有射极旁路电容两种情况分别求值）。
图4-06.a2
解：（1）re的值由流过三极管发射结的静态工作电流（即ie）决定：
（2）输入阻抗为rb和zb的并联：
（3）输出阻抗为zo为：
（4）不含射极旁路电容时，电压放大倍数为：
当含有射极旁路电容时，电压放大倍数为
两者比较一下就可看出，有射极旁路电容时，电压放大倍数明显增大。
射极偏置放大电路的一种改进型如下图所示：
图4-06.06
这样做的好处是，可以通过re1的取值来更精确地调节电压放大倍数，这种改进型的射极偏置电路的电压放大倍数的计算式为：
可见，其改进后的电压放大倍数av比无射极旁路电容时要大，比有射极旁路电容时要小，性能介于两者之间，比较折中。
（3）输出电阻ro的影响
前面的各个计算结果都为不考虑bjt固有输出电阻ro时的计算公式，一般情况下也够用了。本小节将展示一下，如果把ro考虑进去，计算过程会有多复杂。
提示：前方高能预警，晕密集公式症者可跳过本小节，不影响后续章节的理解。不过，如果你耐心一点，愿意多用点草稿纸，一步步按步就搬地推算，其实也不难。
……
……
……
好，现在正式开始。当考虑输出电阻ro时，前面“图4-06.04”的re模型等效电路将变成如下形式：
图4-06.07
● 输入阻抗：
总输入阻抗的算法和前面类似，为rb和zb的并联，但是zb的的计算式将大为复杂。我们将上图中无关的部分略去，仅画出和计算zb有关的部分：
图4-06.08
注意：在上图中，由于ro的存在，ic不再严格等于βib，而是等于βib+ix。回忆一下我们在第3章对β参数的定义：交流β参数近似等于直流β参数，但并不严格相等，原因就在这里。同样的，在这里ie也不再严格等于(β+1)ib，而是等于：(β+1)ib+ix。
我们先对kvl回路1列写方程式：
上式稍微归并一下可得：
然后对kvl回路2列写方程式：
将图中的ic和ie分别代入上式可得：
上式稍微归并一下可得：
将这个ix代入上面kvl回路1的归并式，可得：
得到上式后，就可以利用vi/ib来计算bjt的输入阻抗zb了，上式稍微化简一下可得：
这个就是考虑ro后的纯bjt输入阻抗zb的表达式。然后再将这个值与rb并联，就可得到最终的输入阻抗zi的完整表达式：
怎么样？是不是已经用掉几大张草稿纸了？然后我们考虑在什么情况下可以对zb进行近似：
将zb表达式右边的分式中的分子分母同时除以ro，可得：
由于rc一般为几个kω级、ro一般为几十个kω级，rc/ro通常远小于(β+1)，故分子可近似为(β+1)。而re一般为和rc为同一量级，若取10(re+rc)≤ro时，分母可近似为1，故上式可近似为：
这个结果就是前面不考虑ro时的射极偏置得到的结果。
● 输出阻抗：
与计算输入阻抗类似，输出阻抗可以看作rc和zc的并联，其中zc为从bjt的集电极看入的纯bjt输出阻抗。同样的，zc的计算也相当复杂，我们下面采用标准方法计算纯bjt的输出阻抗zc：首先将输入端vi短接，然后在输出端施加一个uo的外电源，通过计算uo/io来计算zc。
去掉无关部分的等效电路如下图所示：
图4-06.09
我们先对kvl回路1列写方程式：
将图中的ie=ib+io代入上式可得：
将上式归并一下可得到ib和io的关系式：
然后对kvl回路2列写方程式：
将图中的ix=io-βib代入上式可得：
再将前面算得得ib与io的关系式代入上式可得：
将上式中的io移到等式右边，再进行一些归并，即可得到bjt的输出阻抗zc：
这个就是考虑ro后的纯bjt输出阻抗zc的表达式。然后再将这个值与rc并联，就可得到最终的输出阻抗zo的完整表达式：
然后我们考虑在什么情况下可以对zc进行近似：
在上式中，由于ro一般为几十kω级，而re为几个欧姆级，故zc可近似为：
将上式右边的分式中的分子分母同除以β，可以得到：
通常1/β和re/re都是比1小很多的小数，1除以这两个分式之和通常都会达到几十或几百，最终使得zc为几十倍或几百倍的ro，因此zo最终可近似为：
这个结果就是前面不考虑ro时的射极偏置得到的结果。
● 电压放大倍数：
电压放大倍数为vo和vi的比值，我们重画电路图如下：
图4-06.10
计算输入电压时，我们可利用先前算得的中间结果zb：
输出电压为：
为使vo与vi可以相除时可以消去ib和io，我们还需要对kvl回路2列写方程式，以得到ib和io的关系式：
归并后可得：
因此，电压放大倍数为：
然后我们考虑近似情况，当ro≥10 (rc+re)时，上式可近似为：
再前面算得的zb的近似结果代入上式可得：
这个结果就是前面不考虑ro时的射极偏置得到的结果。
好了，这个就是考虑ro后的各个参数的计算过程，跟前面不考虑ro时的计算比起来是不是酸爽得多？其实，如果你以后有机会学一下初级数字信号处理（dsp）的内容的话，你会发现这些公式推导的工作量和那个比起来简直是小巫见大巫。
在复杂公式推导的过程中，上式和下式之间需要大量的传递抄写，最怕的就是抄错一个量，之后整个推导就会失败。所以，小学语文老师叫你字写得工整一点、好看一点，现在知道用处了吧，那个基础技能点掌握得好，对你后期攀升科技树其实是很有帮助的。
3. 分压偏置
分压偏置的共射放大电路如下图所示：
图4-06.11
将上图中的bjt晶体管替换成re等效模型后的交流等效电路如下图所示（注意下图中的所有电量符号都变成了交流的相量形式）：
图4-06.12
● 输入阻抗：
从上图可以很容易看出，输入阻抗为：
● 输出阻抗：
当将输入电压vi置0时，ib=0，受控电流源βib=0，可视为开路，因此输出阻抗为：
当rc的值小于10倍的ro时，可作如下近似：
● 电压放大倍数：
输入电压vi和输出电压vo的表达式分别为：
电压放大倍数为：
当rc的值取得比较小时，电压放大倍数可近似为：
电压放大倍数的结果与“固定偏置”的结果完全相同。
Jetpack Compose 更新一览 | 2022 Android 开发者峰会
如何轻松稳定带感性开环输出阻抗的运算放大器？
芝加哥大学提出了一种新方法，可以通过声波实现不同类型量子技术间的互相“交谈”
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HKHC45/14电流互感器
共射放大电路的交流分析
iPhone 15若限充电速度或违法
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麻省理工研发出新型LCD电视控制传感器
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出师未捷身先死，“已死”的3D电视或将重返电视舞台
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5月24日周三，Imagiantion邀您观看智能座舱技术研讨会