电感如何选择与评估板相匹配的PCB封装
该评估板(图1)包含有一个0.47ｕh电感，可以同时提供较高的效率和快速负载暂态响应。较低的电感值导致较低的效率，较大的电感以暂态响应为代价提供更高的效率。本文中讨论的其他电感(表1)经过选择可以与评估板的pcb封装相匹配，并且能以最小的改动(如果需要)来配合评估板的电路。
尺寸考虑
表1中两个系列的电感提供不同的磁芯尺寸。它们的引脚相同，但是fdv0630系列电感在电路板上要高1mm。较高的高度使得使用较短的铜线成为可能—使用更大的直径或较少的匝数，或二者兼具。
0.2ｕh以及更低的电感表现出很低的效率，因此更小的电感未予考虑。较小的电感值还带来较大的峰值电流，它必须保持低于max8646的最低电流限制以防止失稳。另一方面，大于1ｕh的电感也不合适。评估0.47ｕh和1ｕh的电感值将使得这些折衷更加清楚。请注意较大的fdv0630系列电感具有相同的电感值和引脚，但是提供更低的电阻和更高的额定电流。关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较超出了本文的讨论范围，但是电感制造商可以提供很多相关主题的文章。
磁芯的考虑
toko公司的fdv系列电感采用铁粉芯，它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。其他选择是钼坡莫合金粉末(mpp)、气隙铁氧体以及(例如)铁硅铝磁合金(kool mｕｕ)或高磁通磁环。鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本，mpp通常是最昂贵的选择。铁硅铝磁合金(kool mｕ)是一种次昂贵的复合粉末磁芯。在多数电源中常见的罐形、e和ei形磁芯为气隙铁氧体。这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性，但是成本更高。高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。
性能评估和效率比较
图1电路中各种电感的效率比较(图2)显示，在输出电流低于2a时1ｕh电感具有最好的效率，在低于3a时0.2ｕh的效率最低。在电感量相同时，尺寸较大(fdv0630)直流电阻较低的电感在整个输出电流范围内可提供0.5%至1%的效率提升。
对于fdv0620系列的0.47ｕh和1ｕh电感，可以注意到在2a附近其效率曲线有一个交叉：2a以下1ｕh电感具有较高的效率，2a以上0.47ｕh的效率更高。1ｕh电感所具有的较大串联电阻导致了这种效率的差异。
开关波形的比较
另一种性能折衷(图3和图4)可以在电感电流、电感电压(引脚14至引脚16)和输出电压纹波的典型波形中看到。图3使用电感量较小的fdv0620-0.47ｕh电感产生较高的峰值电流。输出电压纹波低于18mv峰峰值，而fdv630-1.0ｕh电感(图4)产生的纹波峰峰值刚超过12mv。峰值电流对输出电容充电并且提供负载电流。在电容的esr上会流入和流出较大的电流，这将产生较高的输出电压纹波。如果必要，可以通过使用较大的输出电容来降低该纹波。
负载暂态的比较
不同的电感提供不同的负载暂态响应(ic和补偿网络同样对该响应有贡献)。max8646 ic需要外部补偿，但是其他开关稳压器ic包含内部补偿，它们通常指定允许的电感值范围。从另一方讲，外部补偿允许设计更加灵活。
图5和图6给出了图1所示电路在从2a至5a再返回至2a的负载阶跃时fdv0620-0.47ｕh和fdv0620-1ｕh电感的负载暂态响应，在图6中，外部补偿经过调整以配合1ｕh电感值。参考图1，改变了以下三个元件来达到该目的：c10 = 1000pf，r4 = 5900，r6 = 316。请注意图5中的输出电压过冲要低于图6。对于具有相同电感量的dv0620和fdv0630系列，测量到的响应相同。
工作原理
在描述了电感选择的测量结果之后，我们现在概括其工作原理。下面的等式忽略真实电感的寄生特性，但是它仍可为电感的工作原理提供良好的理解。
高边mosfet在电感充电期间(ton)导通，将电感连接至输入电源电压。在确定电感值以后，可以用ton = t替换dt，用(vin- vout)替换v，然后计算i (即di)。表2给出了图1所示电路中(i与本文所讨论的电感之间的对应关系。图1中电路满足表2参数的条件是vin = 3.3v，vout = 1.8v，(t = d x t，其中d为占空比(vout/vin)，t为开关周期(1/fs)。
表2. 给定电感值与电感电流变化
di/dt (i/t)的中值等于iout，因此峰值电流等于iout加i/2。可以看到在负载电流相同时较小的电感将导致较大的峰值电流。
直流电阻(dcr)
ic和电感的功率损耗可以从效率曲线得到。对于图2中的fdv0620-0.47ｕh，输出电流取1a时效率为92.5%。输出功率为1a乘以1.8v即1.8w，因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946w。总损耗为pin - pout = 0.146w。主要的功率损耗来自电感直流电阻、mosfet rds(on) (导通电阻)以及开关损耗。iout2 x dcr等于电感的功率损耗。
fdv0620-0.47ｕh在1a输出电流时的dcr损耗为8.3mw (见表3)，占总损耗的5.7%。在iout = 4a，pin = 8.1w，pout = 7.2w (效率 = pout/pin = 88.9%)时，总损耗为pin - pout = 0.9w；fdv0620-0.47ｕh在4a时dcr损耗为132.8mw，占总损耗的14.7%。iout2的结果是在较大输出电流时dcr损耗更大。
表3. dcr引起的功率损耗
导通损耗是电感电流或iout、占空比(d)和rds(on)的函数：
pcondm = ilx2 x rds(on) x d高边导通损耗为：
1a输出电流时，pcond = 12 x 0.022 x 1.8v/3.3v = 12mw。
4a输出电流时，pcond = 42 x 0.033 x 1.8v/3.3v = 288mw。
低边导通损耗为：
1a输出电流时，pcond = 12 x 0.022 x (1-1.8v/3.3v) = 10mw。
4a输出电流时，pcond = 42 x 0.033 x (1-1.8v/3.3v) = 240mw。
1a时rds(on)取室温时测量的典型值，但是大电流时mosfet工作在较高的温度。rds(on)可以进行调整以适应较高的温度，因此在4a输出电流时取33m。
开关损耗
开关损耗发生在开关打开和关闭的过程中，由mosfet栅极电容充放电电流引起。在开关打开的瞬间，开关两端的电压较高，但是在电压下降前电流持续上升。下面的等式可以使用逼近法粗略计算开关的功率损耗：
psw = ｕv x iout x tsw x fsw其中tsw为开通或关闭时间，fsw为开关频率。对于1a输出电流，psw = ｕ x 3.3v x 1a x 5ns x 1mhz = 8.24mw在本例中无法方便的测量tsw，因为max8646的开关内置，它们共享公共连接lx(引脚15至引脚16)。在死区时间前后，lx端的上升和下降时间大致各为5ns。
上面的功率损耗计算同时适用于开通和关闭。因为本例中lx端的上升和下降时间tsw相同，可以将该数值乘以4。如果mosfet外置可以进行测量，然后可以单独计算得到更精确的结果。对于0.47ｕh电感，在1a输出电流时开通和关闭损耗大概各为32.96mw。
结论
在为pwm电压模式开关稳压器选择电感时的折衷可以方便的进行确定。较大的电感提供较低的峰值电流和较低的损耗，可以提高效率。较小的电感通常带来较低的效率，但是在负载变化时提供更快速的响应。另外，类似于电感值，较大的磁芯尺寸可以在电感值相同时提供更低的dcr，较低的dcr可以获得更好的动态性能。在任何情况下，在确定最终电路之前都必须经过测试！
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尺寸考虑
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0.2ｕh以及更低的电感表现出很低的效率，因此更小的电感未予考虑。较小的电感值还带来较大的峰值电流，它必须保持低于max8646的最低电流限制以防止失稳。另一方面，大于1ｕh的电感也不合适。评估0.47ｕh和1ｕh的电感值将使得这些折衷更加清楚。请注意较大的fdv0630系列电感具有相同的电感值和引脚，但是提供更低的电阻和更高的额定电流。关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较超出了本文的讨论范围，但是电感制造商可以提供很多相关主题的文章。
磁芯的考虑
toko公司的fdv系列电感采用铁粉芯，它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。其他选择是钼坡莫合金粉末(mpp)、气隙铁氧体以及(例如)铁硅铝磁合金(kool mｕｕ)或高磁通磁环。鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本，mpp通常是最昂贵的选择。铁硅铝磁合金(kool mｕ)是一种次昂贵的复合粉末磁芯。在多数电源中常见的罐形、e和ei形磁芯为气隙铁氧体。这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性，但是成本更高。高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。
性能评估和效率比较
图1电路中各种电感的效率比较(图2)显示，在输出电流低于2a时1ｕh电感具有最好的效率，在低于3a时0.2ｕh的效率最低。在电感量相同时，尺寸较大(fdv0630)直流电阻较低的电感在整个输出电流范围内可提供0.5%至1%的效率提升。
对于fdv0620系列的0.47ｕh和1ｕh电感，可以注意到在2a附近其效率曲线有一个交叉：2a以下1ｕh电感具有较高的效率，2a以上0.47ｕh的效率更高。1ｕh电感所具有的较大串联电阻导致了这种效率的差异。
开关波形的比较
另一种性能折衷(图3和图4)可以在电感电流、电感电压(引脚14至引脚16)和输出电压纹波的典型波形中看到。图3使用电感量较小的fdv0620-0.47ｕh电感产生较高的峰值电流。输出电压纹波低于18mv峰峰值，而fdv630-1.0ｕh电感(图4)产生的纹波峰峰值刚超过12mv。峰值电流对输出电容充电并且提供负载电流。在电容的esr上会流入和流出较大的电流，这将产生较高的输出电压纹波。如果必要，可以通过使用较大的输出电容来降低该纹波。
负载暂态的比较
不同的电感提供不同的负载暂态响应(ic和补偿网络同样对该响应有贡献)。max8646 ic需要外部补偿，但是其他开关稳压器ic包含内部补偿，它们通常指定允许的电感值范围。从另一方讲，外部补偿允许设计更加灵活。
图5和图6给出了图1所示电路在从2a至5a再返回至2a的负载阶跃时fdv0620-0.47ｕh和fdv0620-1ｕh电感的负载暂态响应，在图6中，外部补偿经过调整以配合1ｕh电感值。参考图1，改变了以下三个元件来达到该目的：c10 = 1000pf，r4 = 5900，r6 = 316。请注意图5中的输出电压过冲要低于图6。对于具有相同电感量的dv0620和fdv0630系列，测量到的响应相同。
工作原理
在描述了电感选择的测量结果之后，我们现在概括其工作原理。下面的等式忽略真实电感的寄生特性，但是它仍可为电感的工作原理提供良好的理解。
高边mosfet在电感充电期间(ton)导通，将电感连接至输入电源电压。在确定电感值以后，可以用ton = t替换dt，用(vin- vout)替换v，然后计算i (即di)。表2给出了图1所示电路中(i与本文所讨论的电感之间的对应关系。图1中电路满足表2参数的条件是vin = 3.3v，vout = 1.8v，(t = d x t，其中d为占空比(vout/vin)，t为开关周期(1/fs)。
表2. 给定电感值与电感电流变化
di/dt (i/t)的中值等于iout，因此峰值电流等于iout加i/2。可以看到在负载电流相同时较小的电感将导致较大的峰值电流。
直流电阻(dcr)
ic和电感的功率损耗可以从效率曲线得到。对于图2中的fdv0620-0.47ｕh，输出电流取1a时效率为92.5%。输出功率为1a乘以1.8v即1.8w，因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946w。总损耗为pin - pout = 0.146w。主要的功率损耗来自电感直流电阻、mosfet rds(on) (导通电阻)以及开关损耗。iout2 x dcr等于电感的功率损耗。
fdv0620-0.47ｕh在1a输出电流时的dcr损耗为8.3mw (见表3)，占总损耗的5.7%。在iout = 4a，pin = 8.1w，pout = 7.2w (效率 = pout/pin = 88.9%)时，总损耗为pin - pout = 0.9w；fdv0620-0.47ｕh在4a时dcr损耗为132.8mw，占总损耗的14.7%。iout2的结果是在较大输出电流时dcr损耗更大。
表3. dcr引起的功率损耗
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pcondm = ilx2 x rds(on) x d高边导通损耗为：
1a输出电流时，pcond = 12 x 0.022 x 1.8v/3.3v = 12mw。
4a输出电流时，pcond = 42 x 0.033 x 1.8v/3.3v = 288mw。
低边导通损耗为：
1a输出电流时，pcond = 12 x 0.022 x (1-1.8v/3.3v) = 10mw。
4a输出电流时，pcond = 42 x 0.033 x (1-1.8v/3.3v) = 240mw。
1a时rds(on)取室温时测量的典型值，但是大电流时mosfet工作在较高的温度。rds(on)可以进行调整以适应较高的温度，因此在4a输出电流时取33m。
开关损耗
开关损耗发生在开关打开和关闭的过程中，由mosfet栅极电容充放电电流引起。在开关打开的瞬间，开关两端的电压较高，但是在电压下降前电流持续上升。下面的等式可以使用逼近法粗略计算开关的功率损耗：
psw = ｕv x iout x tsw x fsw其中tsw为开通或关闭时间，fsw为开关频率。对于1a输出电流，psw = ｕ x 3.3v x 1a x 5ns x 1mhz = 8.24mw在本例中无法方便的测量tsw，因为max8646的开关内置，它们共享公共连接lx(引脚15至引脚16)。在死区时间前后，lx端的上升和下降时间大致各为5ns。
上面的功率损耗计算同时适用于开通和关闭。因为本例中lx端的上升和下降时间tsw相同，可以将该数值乘以4。如果mosfet外置可以进行测量，然后可以单独计算得到更精确的结果。对于0.47ｕh电感，在1a输出电流时开通和关闭损耗大概各为32.96mw。
结论
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