有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器
有限双极性控制zvzcspwm全桥变换器
摘要：研究了一种有限双极性控制zvzcspwm全桥变换器,分析了电路原理,给出了一个应用实例。
关键词：有限双极性控制；零电压零电流开关；全桥变换器
1 引言
全桥移相zvs变换器近年来得到广泛注意。然而，这种控制方法有几个明显的缺点：
1）由于存在环流，开关管的导通损耗大，轻载下效率较低,特别是在占空比较小时，损耗更严重；
2）输出整流二极管存在寄生振荡；
3）为了实现滞后桥臂的zvs，必须在电路中串联电感，这就减小了有效占空比，增大了原边电流定额。
为了解决这些问题，人们对全桥移相zvzcs变换器进行了大量研究。其主要思路是超前桥臂实现zvs，滞后桥臂实现zcs。这样在很大程度上解决了原先全桥移相zvs变换器存在的一些问题。如环流在很大程度上减小乃至消除了；由于不需要外加电感，有效占空比减小等问题随之就不存在了。实现滞后桥臂的zcs，总的来讲，可以分成有源和无源两种方法。采用副边有源钳位的zvzcs方法[1]增加了成本，并由于需要复杂的隔离驱动而降低了可靠性。无源的方法又有副边无源钳位[2]和原边无源钳位[3][4]，也可以原副边的无源钳位同时加上，这样效果更好。
但移相控制本身还有一个难以克服的缺点，即死区时间不好调整。当负载较重时，由于环流大，超前桥臂功率管上并联的电容放电较快，因此实现零电压导通比较容易，但当负载较轻时，超前桥臂功率管上并联的电容放电很慢，超前桥臂的开关管必须延时很长时间后导通才能实现zvs导通。专用的移相控制芯片如uc3875等很难调整这个死区时间。本文研究了一种称为有限双极性控制的控制方法，配合上面的zvzcs pwm全桥拓扑，能实现超前和滞后桥臂全范围的zvzcs。
2 zvzcs pwm全桥电路有限双极性控制过程分析
有限双极性控制zvzcs pwm全桥电路功率部分如图1所示。q1～q4四个功率管（内带续流二极管）组成一个全桥电路。其中，q1、q2组成超前桥臂，两端分别并联有吸收电容c1、c2，用来实现q1、q2的zvs。l1为高频变压器的漏感。cb为隔直电容，用来实现滞后臂（由q3、q4组成）的zcs。
图1 zvzcspwm全桥电路示意图
在有限双极性方法控制下，q1～q4的驱动时序见图2。其中ug1、ug2为脉宽可调的定频变宽脉冲；ug3、ug4为互补方波，频率、脉宽固定。当然考虑到直通的问题，ug3、ug4不能同时为1，要错开一个固定的死区时间。ug1、ug4的上升沿（表示q1、q4开始导通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uab表示加在隔直电容及变压器两端的电压。由于超前桥臂并联电容的存在，变压器端电压在下降时不会突然到零，而是有个过渡过程，其时间取决于并联电容的大小及负载电流等条件。ip为变压器绕组电流。ucb为隔直电容cb上的电压，其幅值取决于cb大小及其它条件，cb越小，ucb幅值越大，zcs实现得越好，但同时开关管电压应力又增大，因此cb不能太小，一般要让ucb最大值小于直流输入电压的10％。
图2 全桥电路有限双极性控制时序及各变量响应图 电路工作过程分析如下： 1）t0时刻q1、q4同时导通，变压器原边电流ip开始上升，流向是从q1到l1、变压器、cb、q4。功率从原边流向副边，同时隔直电容cb上的电压开始上升。为了简化分析，暂不考虑变压器的励磁电流和副边电流io的波动，因此变压器原边电流ip(t)为 ip(t)=ipo=io/n（1） 式中：n为变压器原副边匝比。 当然，实际电路中由于副边整流二极管的反向恢复过程，ip(t)上升沿有一个尖峰，见图2。 cb两端电压ucb(t)为 ucb(t)=－ucbp(2) 式中：ucbp为电容cb上最大电压。 2）在t1时刻q1关断，q1的关断是zvs关断，原边电流ip通过c1（充电）、c2（放电）继续按原方向流动。c2经过一段时间的放电，在t12时刻c2上的电压降到零，q2上的反并联二极管开始导通续流。此阶段电容c2两端电压uc2(t)变化过程为 uc2(t)=ipot/(c1＋c2)（3） 并有 t12－t1=e(c1＋c2)/ipo（4） 式中：e为直流输入电压。 3）由于cb上的电压作用，在t2时刻环流衰减到零，原边电流变化过程为 ip(t)=ipo－ucbpt/l1（5） 该状态持续时间（即环流时间）为 t2－t12=ipol1/ucbp（6） 此时ucb(t)达到最大值ucbp。由式（2）可近似得到 t2－t0=2ucbpcb/ipo（7） 4）在t2～t23时刻，电容cb上的能量通过变压器漏感对q2的输出电容充电，由于时间常数很小，可认为该过程响应速度很快，谐振过程很快结束。稳定时q2两端电压保持为ucbp。 5）t23时刻q4关断，显然，由于此时q4上电压电流均为零，因此q4是zvzcs关断。经一个固定的死区时间后，在t3时刻，q2、q3同时导通，由于此时q2两端电压为ucbp，由设计可保证ucbp<10％e，且环流已衰减到零，因此可近似认为q2是zvzcs导通。而q3是硬开关导通，而且q3导通时其两端电压大小约为直流输入电压大小。而在普通硬开关工作方式下q3导通时其端电压是直流输入电压的一半，因此zvzcs控制模式下q3导通时输出电容上的能量损耗反而比普通硬开关状态下大，这是这种方法最大的缺点。为了减轻该缺点所带来的不利因素，q3、q4可选输出电容较小的功率管如igbt。 6）在t3时刻之后电路工作过程和t0～t3时类似，这里就不详细分析了。 3 全范围实现zvs和zcs的约束条件 由式（2）可以看到，在占空比一定时，隔直电容cb越小，ucbp越大，由式（6）可看到，变压器漏感越小、ucbp越大，则环流时间越短，因而zcs实现得越充分。将式（7）代入式（6），并设t12－t0=dt/2（d为占空比，t为开关周期），则有 t2－t12=4cbl1/dt（8） 可见在电路参数固定的情况下，环流时间是一个固定值，不依赖于负载。实验也表明，适当减小开关频率，从而使dt变大，可使环流时间t2－t12减小，有利于zcs的实现。 由式（4）可看到c1、c2越大，超前桥臂由导通转截止后，c2上电压降到零的过渡时间越长，因而zvs实现得越好。而且负载越轻（ipo越小），过渡时间越长。而移相控制由于超前桥臂上下两个开关管的导通基本是互补的，因此在轻载时很难实现开关管的zvs导通。而相比之下，有限双极性控制方法就显出它的优越性。如当q1关断后，q2导通时刻由移相控制时的t12～t3时刻推后到了t3时刻，可以充分保证只有当q2的续流二极管导通后才使q2导通，从而保证全范围的zvs。实验证明，在正确设计好电路参数后，超前桥臂的zvs实现得相当好。 4 应用实例 这种有限双极性控制的zvzcspwm全桥变换器，已应用到一种3kw（48v/50a）通信电源模块的设计当中。具体参数为：输入220v/15a；输出56.4v（最大）/53a（最大）；开关工作频率60khz；功率管为irg4pc50w（高速型igbt）；变压器原副方匝数比为24/4；输出滤波电感40μh；输出滤波电容5000μf。由于没有专用的芯片，因此采用uc3825＋cd4042合成所需要的逻辑。原理图如图3所示。 图3 有限双极性控制逻辑生成电路实例 uc3825a是一种峰值电流型控制芯片，在控制环路中加入电流环后，电源具有响应速度快，保护迅速，源效应和负载效应好等优点。模块整机功率因数为0.99，效率90％，重约10kg。该产品已成功运行于某移动通信基站现场。 5 结语 有限双极性控制zvzcspwm全桥变换器，能实现全范围的zvs和zcs开关，提高了电源的效率，减小了输出纹波和电磁干扰。实践证明了这种控制方法的可靠性。
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图2 全桥电路有限双极性控制时序及各变量响应图 电路工作过程分析如下： 1）t0时刻q1、q4同时导通，变压器原边电流ip开始上升，流向是从q1到l1、变压器、cb、q4。功率从原边流向副边，同时隔直电容cb上的电压开始上升。为了简化分析，暂不考虑变压器的励磁电流和副边电流io的波动，因此变压器原边电流ip(t)为 ip(t)=ipo=io/n（1） 式中：n为变压器原副边匝比。 当然，实际电路中由于副边整流二极管的反向恢复过程，ip(t)上升沿有一个尖峰，见图2。 cb两端电压ucb(t)为 ucb(t)=－ucbp(2) 式中：ucbp为电容cb上最大电压。 2）在t1时刻q1关断，q1的关断是zvs关断，原边电流ip通过c1（充电）、c2（放电）继续按原方向流动。c2经过一段时间的放电，在t12时刻c2上的电压降到零，q2上的反并联二极管开始导通续流。此阶段电容c2两端电压uc2(t)变化过程为 uc2(t)=ipot/(c1＋c2)（3） 并有 t12－t1=e(c1＋c2)/ipo（4） 式中：e为直流输入电压。 3）由于cb上的电压作用，在t2时刻环流衰减到零，原边电流变化过程为 ip(t)=ipo－ucbpt/l1（5） 该状态持续时间（即环流时间）为 t2－t12=ipol1/ucbp（6） 此时ucb(t)达到最大值ucbp。由式（2）可近似得到 t2－t0=2ucbpcb/ipo（7） 4）在t2～t23时刻，电容cb上的能量通过变压器漏感对q2的输出电容充电，由于时间常数很小，可认为该过程响应速度很快，谐振过程很快结束。稳定时q2两端电压保持为ucbp。 5）t23时刻q4关断，显然，由于此时q4上电压电流均为零，因此q4是zvzcs关断。经一个固定的死区时间后，在t3时刻，q2、q3同时导通，由于此时q2两端电压为ucbp，由设计可保证ucbp<10％e，且环流已衰减到零，因此可近似认为q2是zvzcs导通。而q3是硬开关导通，而且q3导通时其两端电压大小约为直流输入电压大小。而在普通硬开关工作方式下q3导通时其端电压是直流输入电压的一半，因此zvzcs控制模式下q3导通时输出电容上的能量损耗反而比普通硬开关状态下大，这是这种方法最大的缺点。为了减轻该缺点所带来的不利因素，q3、q4可选输出电容较小的功率管如igbt。 6）在t3时刻之后电路工作过程和t0～t3时类似，这里就不详细分析了。 3 全范围实现zvs和zcs的约束条件 由式（2）可以看到，在占空比一定时，隔直电容cb越小，ucbp越大，由式（6）可看到，变压器漏感越小、ucbp越大，则环流时间越短，因而zcs实现得越充分。将式（7）代入式（6），并设t12－t0=dt/2（d为占空比，t为开关周期），则有 t2－t12=4cbl1/dt（8） 可见在电路参数固定的情况下，环流时间是一个固定值，不依赖于负载。实验也表明，适当减小开关频率，从而使dt变大，可使环流时间t2－t12减小，有利于zcs的实现。 由式（4）可看到c1、c2越大，超前桥臂由导通转截止后，c2上电压降到零的过渡时间越长，因而zvs实现得越好。而且负载越轻（ipo越小），过渡时间越长。而移相控制由于超前桥臂上下两个开关管的导通基本是互补的，因此在轻载时很难实现开关管的zvs导通。而相比之下，有限双极性控制方法就显出它的优越性。如当q1关断后，q2导通时刻由移相控制时的t12～t3时刻推后到了t3时刻，可以充分保证只有当q2的续流二极管导通后才使q2导通，从而保证全范围的zvs。实验证明，在正确设计好电路参数后，超前桥臂的zvs实现得相当好。 4 应用实例 这种有限双极性控制的zvzcspwm全桥变换器，已应用到一种3kw（48v/50a）通信电源模块的设计当中。具体参数为：输入220v/15a；输出56.4v（最大）/53a（最大）；开关工作频率60khz；功率管为irg4pc50w（高速型igbt）；变压器原副方匝数比为24/4；输出滤波电感40μh；输出滤波电容5000μf。由于没有专用的芯片，因此采用uc3825＋cd4042合成所需要的逻辑。原理图如图3所示。 图3 有限双极性控制逻辑生成电路实例 uc3825a是一种峰值电流型控制芯片，在控制环路中加入电流环后，电源具有响应速度快，保护迅速，源效应和负载效应好等优点。模块整机功率因数为0.99，效率90％，重约10kg。该产品已成功运行于某移动通信基站现场。 5 结语 有限双极性控制zvzcspwm全桥变换器，能实现全范围的zvs和zcs开关，提高了电源的效率，减小了输出纹波和电磁干扰。实践证明了这种控制方法的可靠性。
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