开关电源IC耗散功率计算
以下文章的内容主要分析dcdc的开关电源中，芯片的耗散功率计算。
很多时候，选择了一个dcdc电源的控制芯片，有些人觉得开关电源的效率很高，不再取考虑芯片的耗散功率的问题，这些有时候使用过程中发现，开关电源的控制ic很烫，觉得不可理解，怎么感觉想ldo一样发烫呢？原因往往是因为开关电源的控制ic也是存在耗散功率的，只是这个功率很小，不容易引起工程师的注意，所以在选择ic的时候，也不考虑ic的封装，甚至ic的热阻也没有关注，所以在电源带载较重的情况或者输入输出电压相差较大情况下，ic的耗散功率加大，从而引起了发热问题。
dcdc的电源芯片主要存在两种耗散功率，第一种是开关损耗，第二种是传导损耗。
一、开关损耗
开关损耗，指的是在芯片内部，上臂的mos管或者下臂管的mos管再打开和关闭的器件产生的功耗。如图一的显示两种开关电源控制芯片内部架构，以buck的方式为例。
图一ti的lm25017和eta的2842开关电源芯片示意图
可以看到，控制sw输出的存在上和下，两个mos管，上边我们俗称上臂的mos，下边的俗称下臂的mos。lm25017的是一个同步整流的开关电源芯片，如果是非同步的，那么下臂的mos管会由一个续流的二极管代替。同步整流的ic，效率会高，但是价格会贵。eta的2842的芯片就是非同步的ic，可以看到，外部是加了一个二极管。
那么假设计算lm25017的开关损耗，我们如何进行呢。
第一步，获取ic中的开关频率和上臂、下臂的mos打开和关闭时间。
ic的开关频率，一般都是确定的，手册一般会给出，lm25017是1mhz。打开和关闭时间这个一般在手册中也会有。见图二，ti lm25017的手册对于mos打开和关闭时间计算。
图二 mos管打开和关闭时间
可以看到，vin对应不同的vgs，会影响打开时间，关闭时间只统计了一个，应该是vgs对关闭时间影响不大。那么根据你实际使用的vin情况，得到一个打开时间。我们取vin=32v，ton取典型值，ton=350ns。
还有一种情况，ic的厂商很low，这个打开和关闭时间，没有给出来，那怎么办。可以这样估算，根据ic的内部调整pwm的开关频率的时间，管子的打开和关闭时间取这个频率时间的1/6或者1/8.比如ic的开关频率是1mhz,那么不管你占空比多少，它一个开关周期的时间就是1us。那么我们取打开和关闭时间是周期时间的1/8，那就是125ns，1/6就是161ns。
第二步，计算打开和关闭时刻的峰值电流ipeak。这个数据计算稍微复杂，我们慢慢来。
ipeak=iout+△il÷2，其中iout就是你实际输出到负载的电流。△i指的是在电感l中的开关电流，除以2是因为，△il是峰峰值，一般取平均值做有效值处理。因为il的电流信号在电感表现是上升和下降过程，但是不管是上升时间和下降时间是多少，总要回到原来的平衡点，不会超一个方向走，因为这样不能达到平衡，比如你总是往上走，那么经过多次充电和放电，电流il要冲破天了？这不可能，所以他是在一个平衡点上充放电。
见图三，电感电流il1和sw的波形。
图三 lm25017测试的il1和sw波形
所以，你可以实际测量电感的电流ipeak的值是多少。但是很多时候，我们还没有用这个芯片，怎么取测量这个ipeak，每次都跟供应商拿domo板也是不现实的。所以可以根据一定的设计来进行计算。这个有一点复杂，请耐心看完。
公式是这个，
不过这存在一个问题，是我们的l1，电感的值都没有确定，所以也根本无法确定△il。而且很多时候，电感的取值都是先假定△il是0.3倍的iout。哈哈，所以你发现，这不是鸡和蛋的关系吗。所以我的理解是，就假定△il是我们认为的0.3倍的△il，这样假设是认为我们外围的电流设计是能满足要求，比如cout，l的电感量等。所以在这基础上，计算出l的值是多少。这时候我们再把△il放大到0.5倍的iout，即△il=0.5iout。所以ipeak=iout+0.25iout。
第三步，计算再mos打开和关闭过程的等效vds和ids。因为mos从不打开到完全打开，vds是变化的，从最开始的vin到最后的接近0v，ids也从0a到输出的ipeak。
那么这里会存在曲线的关系，主要是根据mos的v-i曲线，也就是伏安曲线决定的，不同时间下，vds和ids的关系。这里会存在两个积分，一个是对vds的积分，还有一个是对ids的积分，所以比较复杂。这部分的文档也很少，更多的又是对mos进行各种等效的模型。因为mos存在计生电容，等效的内阻，还存在死区期间，所以很多分析和计算，电容充电时间巴拉巴拉一堆。比如下面图四的等效情况。
图四 mos管寄生参数等效图
这里就不去牵扯很多分析，告诉一个经验的值，就是用都取1/2*d来进行等效计算，d是占空比。buck 电路中，d=vout/vint。
那么可以计算打开和关闭的耗散功率。一个周期中上臂mos管打开的耗散功率为：pon=1/2*d*u*i*t=vin*ipeak*ton/fsw。下臂mos管打开的耗散功率为poff=1/2*d*u*i*t=vin*ipeak*toff/fsw。fsw就是ic开关的频率。
这样，我们得到了打开和关闭时ic的耗散功率。如果是非同步的ic，那么poff的功率就不需要计算，因为这部分功率损耗再续流的二极管上面，跟ic是没有关系的。
因为mos存在计生电容，等效的内阻，还存在死区期间，所以很多分析和计算，电容充电时间巴拉巴拉一堆。按照上面计算的方式已经包括这部分的功耗，因为厂家给的打开和关闭时间是考虑了这个死区和充电时间的。
二、传导损耗
好了。开关损耗计算完毕，那么接下来计算传导损耗。这个传导损耗就很好计算了。
再mos管打开的时候，内阻就是rds的阻值，这个芯片的手册都会给出来具体的值。如图5 ti 给出lm25017中mos的rds的值。
图五 lm25017 mos中rds的值
可以看到，mos的rds的是0.8欧姆的典型值，真的挺大的。有一些ic还会具体给出上臂和下臂的mos的rds。而且需要注意的是，rds是会随温度，vgs变化的，一般来说，温度越高，rds越大，vgs越大，rds越小。所以ic如果发热，没有达到热平衡，随着rds的增大，电流不变情况下，温度还继续上升，想想是不是ic会很烫？
传导损耗就可以计算出来了，p=i*i*rds。两个管子分别计算pon=ipeak*ipeak*0.8。poff=ipeak*ipeak*0.8。自己再跟进rds随温度和vgs变化曲线，取合适的值。
最后，ic的耗散功率p=p1（开关损耗）+p2（传导损耗）。这样如评估ic的发热程度和耗散功率情况。如lm25017，vin=24v,vout=5v，fsw是1mhz，输出iout=1a，rds是0.8欧姆，ipeak是1.25a，d=(vout/v int)。那么开关损耗p1=pon+poff,pon=poff=d*d*1/2*1/2*24v*1.25a*350ns/1us=0.114w，p1=0.114w,传导损耗p2=1.25w+1.25=2.5w，p=p1+p2=2.614w.可以看到计算下来的耗散功率还是很大的。lm25017没有给具体的耗散功率大小，我们可以通过结温来进行评估。规格书上结温最大能承受125℃，而且热阻（外壳对空气）是41℃/w，那么在2.614w的耗散功率下，结温t=25℃+41℃/w*2.614w=132.174℃.
可以看到，温度是超标的，说明这个仅仅是空气散热将会有问题，如果使用，需要注意散热。耗散功率那么大，我觉得这款芯片rds太大了，所以导致传导损耗过大。
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dcdc的电源芯片主要存在两种耗散功率，第一种是开关损耗，第二种是传导损耗。
一、开关损耗
开关损耗，指的是在芯片内部，上臂的mos管或者下臂管的mos管再打开和关闭的器件产生的功耗。如图一的显示两种开关电源控制芯片内部架构，以buck的方式为例。
图一ti的lm25017和eta的2842开关电源芯片示意图
可以看到，控制sw输出的存在上和下，两个mos管，上边我们俗称上臂的mos，下边的俗称下臂的mos。lm25017的是一个同步整流的开关电源芯片，如果是非同步的，那么下臂的mos管会由一个续流的二极管代替。同步整流的ic，效率会高，但是价格会贵。eta的2842的芯片就是非同步的ic，可以看到，外部是加了一个二极管。
那么假设计算lm25017的开关损耗，我们如何进行呢。
第一步，获取ic中的开关频率和上臂、下臂的mos打开和关闭时间。
ic的开关频率，一般都是确定的，手册一般会给出，lm25017是1mhz。打开和关闭时间这个一般在手册中也会有。见图二，ti lm25017的手册对于mos打开和关闭时间计算。
图二 mos管打开和关闭时间
可以看到，vin对应不同的vgs，会影响打开时间，关闭时间只统计了一个，应该是vgs对关闭时间影响不大。那么根据你实际使用的vin情况，得到一个打开时间。我们取vin=32v，ton取典型值，ton=350ns。
还有一种情况，ic的厂商很low，这个打开和关闭时间，没有给出来，那怎么办。可以这样估算，根据ic的内部调整pwm的开关频率的时间，管子的打开和关闭时间取这个频率时间的1/6或者1/8.比如ic的开关频率是1mhz,那么不管你占空比多少，它一个开关周期的时间就是1us。那么我们取打开和关闭时间是周期时间的1/8，那就是125ns，1/6就是161ns。
第二步，计算打开和关闭时刻的峰值电流ipeak。这个数据计算稍微复杂，我们慢慢来。
ipeak=iout+△il÷2，其中iout就是你实际输出到负载的电流。△i指的是在电感l中的开关电流，除以2是因为，△il是峰峰值，一般取平均值做有效值处理。因为il的电流信号在电感表现是上升和下降过程，但是不管是上升时间和下降时间是多少，总要回到原来的平衡点，不会超一个方向走，因为这样不能达到平衡，比如你总是往上走，那么经过多次充电和放电，电流il要冲破天了？这不可能，所以他是在一个平衡点上充放电。
见图三，电感电流il1和sw的波形。
图三 lm25017测试的il1和sw波形
所以，你可以实际测量电感的电流ipeak的值是多少。但是很多时候，我们还没有用这个芯片，怎么取测量这个ipeak，每次都跟供应商拿domo板也是不现实的。所以可以根据一定的设计来进行计算。这个有一点复杂，请耐心看完。
公式是这个，
不过这存在一个问题，是我们的l1，电感的值都没有确定，所以也根本无法确定△il。而且很多时候，电感的取值都是先假定△il是0.3倍的iout。哈哈，所以你发现，这不是鸡和蛋的关系吗。所以我的理解是，就假定△il是我们认为的0.3倍的△il，这样假设是认为我们外围的电流设计是能满足要求，比如cout，l的电感量等。所以在这基础上，计算出l的值是多少。这时候我们再把△il放大到0.5倍的iout，即△il=0.5iout。所以ipeak=iout+0.25iout。
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传导损耗就可以计算出来了，p=i*i*rds。两个管子分别计算pon=ipeak*ipeak*0.8。poff=ipeak*ipeak*0.8。自己再跟进rds随温度和vgs变化曲线，取合适的值。
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