MOSFET的UIS及雪崩能量解析
mosfet的uis及雪崩能量解析
在功率mosfet的数据表中，通常包括单脉冲雪崩能量eas，雪崩电流iar，重复脉冲雪崩能量ear等参数，而许多电子工程师在设计电源系统的过程中，很少考虑到这些参数与电源系统的应用有什么样的联系，如何在实际的应用中评定这些参数对其的影响，以及在哪些应用条件下需要考虑这些参数。本文将论述这些问题，同时探讨功率mosfet在非钳位感性开关条件下的工作状态。
eas，iar和ear的定义及测量
mosfet的雪崩能量与器件的热性能和工作状态相关，其最终的表现就是温度的上升，而温度上升与功率水平和硅片封装的热性能相关。功率半导体对快速功率脉冲（时间为100～200μs）的热响应可以由式1说明：
(1)
其中，a是硅片面积，k常数与硅片的热性能相关。由式(1)得：
(2)
其中，tav是脉冲时间。当长时间在低电流下测量雪崩能量时，消耗的功率将使器件的温度升高，器件的失效电流由其达到的峰值温度所决定。如果器件足够牢靠，温度不超过最高的允许结温，就可以维持测量。在此过程内，结温通常从25℃增加到tjmax，外部环境温度恒定为25℃，电流通常设定在id的60%。雪崩电压vav大约为1.3倍器件额定电压。
雪崩能量通常在非钳位感性开关uis条件下测量。其中，有两个值eas和ear，eas为单脉冲雪崩能量，定义了单次雪崩状态下器件能够消耗的最大能量；ear为重复脉冲雪崩能量。雪崩能量依赖于电感值和起始的电流值。
图1为vdd去耦的eas测量电路及波形。其中，驱动mosfet为q1，待测量的mosfet为dut，l为电感，d为续流管。待测量的mosfet和驱动mosfet同时导通，电源电压vdd加在电感上，电感激磁，其电流线性上升，经导通时间tp后，电感电流达到最大值；然后待测量的mosfet和驱动mosfet同时关断，由于电感的电流不能突变，在切换的瞬间，要维持原来的大小和方向，因此续流二极管d导通。
图1 vdd去耦的eas测量图
由于mosfet的ds之间有寄生电容，因此，在d导通续流时，电感l和cds形成谐振回路，l的电流降低使cds上的电压上升，直到电感的电流为0，d自然关断，l中储存的能量应该全部转换到cds中。
如果电感l为0.1mh，ias=10a，cds=1nf，理论上，电压vds为
cdsvds2=lias2 (3)
vds=3100v
这样高的电压值是不可能的，那么为什么会有这样的情况？从实际的波形上看，mosfet的ds区域相当于一个反并联的二极管。由于这个二极管两端加的是反向电压，因此处于反向工作区，随着ds的电压vds增加，增加到接近于对应稳压管的钳位电压也就是 v(br)dss时，vds的电压就不会再明显的增加，而是维持在v(br)dss值基本不变，如图1所示。此时，mosfet工作于雪崩区，v(br)dss就是雪崩电压，对于单次脉冲，加在mosfet上的能量即为雪崩能量eas：
eas=lias2/2 (4)
同时，由于雪崩电压是正温度系数，当mosfet内部的某些单元温度增加，其耐压值也增加，因此，那些温度低的单元自动平衡，流过更多的电流以提高温度从而提高雪崩电压。另外，测量值依赖于雪崩电压，而在去磁期间，雪崩电压将随温度的增加而变化。
在上述公式中，有一个问题，那就是如何确定ias？当电感确定后，是由tp来确定的吗？事实上，对于一个mosfet器件，要首先确定ias。如图1所示的电路中，电感选定后，不断地增加电流，直到将mosfet完全损坏，然后将此时的电流值除以1.2或1.3，即降额70%或80%，所得到的电流值即为ias。注意到ias和l固定后，tp也是确定的。
过去，传统的测量eas的电路图和波形如图2所示。注意到，vds最后的电压没有降到0，而是vdd，也就是有部分的能量没有转换到雪崩能量中。
图2 传统的eas测量图
在关断区，图2（b）对应的三角形面积为能量，不考虑vdd，去磁电压为vds，实际的去磁电压为vds-vdd，因此雪崩能量为
(5)
对于一些低压的器件，vds-vdd变得很小，引入的误差会较大，因此限制了此测量电路的在低压器件中的使用。
目前测量使用的电感，不同的公司有不同的标准，对于低压的mosfet，大多数公司开始趋向于用0.1mh的电感值。通常发现：如果电感值越大，尽管雪崩的电流值会降低，但最终测量的雪崩能量值会增加，原因在于电感增加，电流上升的速度变慢，这样芯片就有更多的时间散热，因此最后测量的雪崩能量值会增加。这其中存在动态热阻和热容的问题，以后再论述这个问题。
雪崩的损坏方式
图3显示了uis工作条件下，器件雪崩损坏以及器件没有损坏的状态。
图3 uis损坏波形
事实上，器件在uis工作条件下的雪崩损坏有两种模式：热损坏和寄生三极管导通损坏。热损坏就是功率mosfet在功率脉冲的作用下，由于功耗增加导致结温升高，结温升高到硅片特性允许的临界值，失效将发生。
寄生三极管导通损坏：在mosfet内部，有一个寄生的三极管（见图4），通常三级管的击穿电压通常低于mosfet的电压。当ds的反向电流开始流过p区后，rp和rc产生压降，rp和rc的压降等于三极管bjt的vbeon。由于局部单元的不一致，那些弱的单元，由于基级电流ib增加和三级管的放大作用促使局部的三极管bjt导通，从而导致失控发生。此时，栅极的电压不再能够关断mosfet。
图4 寄生三极管导通
在图4中，rp为源极下体内收缩区的电阻，rc为接触电阻，rp和rc随温度增加而增加，射极和基极的开启电压vbe随温度的增加而降低。因此，uis的能力随度的增加而降低。
图5 uis损坏模式（vdd=150v，l=1mh，起始温度25℃）
在什么的应用条件下要考虑雪崩能量
从上面的分析就可以知道，对于那些在mosfet的d和s极产生较大电压的尖峰应用，就要考虑器件的雪崩能量，电压的尖峰所集中的能量主要由电感和电流所决定，因此对于反激的应用，mosfet关断时会产生较大的电压尖峰。通常的情况下，功率器件都会降额，从而留有足够的电压余量。但是，一些电源在输出短路时，初级中会产生较大的电流，加上初级电感，器件就会有雪崩损坏的可能，因此在这样的应用条件下，就要考虑器件的雪崩能量。
另外，由于一些电机的负载是感性负载，而启动和堵转过程中会产生极大的冲击电流，因此也要考虑器件的雪崩能量。
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eas，iar和ear的定义及测量
mosfet的雪崩能量与器件的热性能和工作状态相关，其最终的表现就是温度的上升，而温度上升与功率水平和硅片封装的热性能相关。功率半导体对快速功率脉冲（时间为100～200μs）的热响应可以由式1说明：
(1)
其中，a是硅片面积，k常数与硅片的热性能相关。由式(1)得：
(2)
其中，tav是脉冲时间。当长时间在低电流下测量雪崩能量时，消耗的功率将使器件的温度升高，器件的失效电流由其达到的峰值温度所决定。如果器件足够牢靠，温度不超过最高的允许结温，就可以维持测量。在此过程内，结温通常从25℃增加到tjmax，外部环境温度恒定为25℃，电流通常设定在id的60%。雪崩电压vav大约为1.3倍器件额定电压。
雪崩能量通常在非钳位感性开关uis条件下测量。其中，有两个值eas和ear，eas为单脉冲雪崩能量，定义了单次雪崩状态下器件能够消耗的最大能量；ear为重复脉冲雪崩能量。雪崩能量依赖于电感值和起始的电流值。
图1为vdd去耦的eas测量电路及波形。其中，驱动mosfet为q1，待测量的mosfet为dut，l为电感，d为续流管。待测量的mosfet和驱动mosfet同时导通，电源电压vdd加在电感上，电感激磁，其电流线性上升，经导通时间tp后，电感电流达到最大值；然后待测量的mosfet和驱动mosfet同时关断，由于电感的电流不能突变，在切换的瞬间，要维持原来的大小和方向，因此续流二极管d导通。
图1 vdd去耦的eas测量图
由于mosfet的ds之间有寄生电容，因此，在d导通续流时，电感l和cds形成谐振回路，l的电流降低使cds上的电压上升，直到电感的电流为0，d自然关断，l中储存的能量应该全部转换到cds中。
如果电感l为0.1mh，ias=10a，cds=1nf，理论上，电压vds为
cdsvds2=lias2 (3)
vds=3100v
这样高的电压值是不可能的，那么为什么会有这样的情况？从实际的波形上看，mosfet的ds区域相当于一个反并联的二极管。由于这个二极管两端加的是反向电压，因此处于反向工作区，随着ds的电压vds增加，增加到接近于对应稳压管的钳位电压也就是 v(br)dss时，vds的电压就不会再明显的增加，而是维持在v(br)dss值基本不变，如图1所示。此时，mosfet工作于雪崩区，v(br)dss就是雪崩电压，对于单次脉冲，加在mosfet上的能量即为雪崩能量eas：
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图2 传统的eas测量图
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图4 寄生三极管导通
在图4中，rp为源极下体内收缩区的电阻，rc为接触电阻，rp和rc随温度增加而增加，射极和基极的开启电压vbe随温度的增加而降低。因此，uis的能力随度的增加而降低。
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