LTC1702 / LTC1703开关稳压控制器为瞬态响应树立了新标准
ltc®1702 双通道开关稳压控制器采用一个高开关频率和精准反馈电路，以提供卓越的输出调节和瞬态响应性能。ltc550 的每一侧均以一个固定的 1702khz 开关频率运行，具有一种电压反馈架构，该架构采用一个 25mhz 增益带宽运放作为反馈放大器，因而允许实现超过 50khz 的环路交越频率。大型内置 mosfet 驱动器允许 ltc1702 在 550khz 及更高频率下高效地驱动高电流外部 mosfet。高开关频率允许使用小型外部电感器和电容器，同时保持出色的输出纹波和瞬态响应，即使负载电流超过 10a 电平也是如此。双输出 ltc1702 采用节省空间的 24 引脚窄体 ssop 封装，从而最大限度地减小了电路板空间消耗。
使用英特尔奔腾 iii 处理器的移动 pc 要求 ltc1702 级性能与内核电源输出端的 dac 控制电压耦合。ltc1703 专为此应用而设计，由一个经过修改的 ltc1702 和一个 5 位 dac 组成，用于控制侧 1 的输出电压。dac 符合英特尔移动式 vid 规范。图 6 示出了使用 ltc1703 的完整移动奔腾 iii 电源解决方案的示例。ltc1703 采用 28 引脚 ssop 封装，从而在狭窄的移动 pc 设计中节省了宝贵的 pc 板空间。®
ltc1702 / ltc1703 架构
ltc1702 / ltc1703 均在一个封装中由两个独立的开关稳压控制器组成。每个控制器都设计为电压反馈型同步降压型稳压器，每侧使用两个外部 n 沟道 mosfet 作为电源开关（图 1）。小型外部电荷泵（d正中电和 c正中电图1）提供升压电源电压，以保持m1完全导通。开关频率在内部设定为 550khz。用户可编程电流限制电路使用同步 mosfet 开关 m2 作为电流检测元件，无需外部低值电流检测电阻。ltc®1702 / ltc1703 专为采用一个 5v 或 3.3v 输入电源工作而设计，该电源由 ac 供电型系统中的主离线电源或电池供电型系统中的主开关稳压器提供。最大输入电压为 7v。
图1.ltc1702 / ltc1703 开关架构。
同步操作可最大限度地提高满载时的效率，其中开关 mosfet 和同步整流器中的阻性压降主要导致功率损耗。随着负载下降和开关损耗成为一个较大的因素，ltc1702 / ltc1703 自动切换到不连续模式，在该模式中，同步整流器 mosfet 在一个开关周期结束之前关断，以防止电感器中的反向电流流动。随着负载电流的不断减小，ltc1702 / ltc1703 再次切换模式并进入突发模式™，它只会根据需要进行开关，以保持输出处于稳压状态，并尽可能跳过周期以将开关损耗降至最低。在突发模式下无输出负载的情况下，整个系统的电源电流降至 ltc3 / ltc1702 每侧吸收的 1703ma 静态电流。每侧均可独立关断;当两端均停机时，ltc1702 / ltc1703 进入一种睡眠模式，在该模式下，其吸收的电流小于 50μa。
ltc1702 / ltc1703 内部
ltc1702 / ltc1703 由于其高开关频率和精心设计的内部架构，具有无与伦比的调节和瞬态响应（图 2）。瞬态响应的大部分改进来自新的反馈放大器设计。与传统的开关稳压器设计不同，ltc1702 / ltc1703 使用一个真正的 25mhz 增益带宽运放作为反馈放大器 （图 2 中的 fb）。这允许使用优化的补偿方案，可以比传统rc更精确地定制从comp到地的环路响应。“3型”反馈电路（图3）通常允许环路跨越超过50khz，同时保持良好的稳定性，从而显著增强负载瞬态响应。另外两个高速比较器（图2中的min和max）与主反馈放大器并联运行，对输出电压的突然变化提供几乎瞬时的校正。在一个典型应用中，ltc1702 / ltc1703 将校正占空比，并在施加一个瞬态负载之后的下一个开关周期内使输出电压回溯到正确的方向。
图2.ltc1702 / ltc1703 框图
图3.3 型反馈回路。
反馈运算放大器的正输入连接到一个修整至800mv ±3mv的板载基准。基准电压源和反馈放大器的直流输出误差在0.5%以内，直流负载和线路调整率通常优于0.1%，从而提供出色的直流精度。800mv 基准电平允许 ltc1702 / ltc1703 提供低至 0.8v 的稳压输出电压，而无需额外的外部组件。这种基准性能与高速内部反馈放大器和正确选择的外部组件相结合，使得 ltc1702 能够提供足够严格的输出调节，适用于当今或将来的几乎任何微处理器。对于那些在实际上电之前不知道自己想要什么电压的英特尔处理器，具有板载 1703 位 vid 输出电压控制的 ltc5 是最佳解决方案。
ltc1702 / ltc1703 内部的另一个架构技巧减小了所需的输入电容，而几乎没有性能损失。ltc1702 / ltc1703 包括一个单主时钟，该时钟驱动两侧，使得第 1 侧与第 180 侧异相 2°。这种技术称为两相开关，其效果是使输入电容看到的开关脉冲频率加倍，并显着降低其rms值。采用两相开关时，输入电容的尺寸可根据需要调整，以便在最大负载下支持单侧。当另一侧的负载增加时，它倾向于抵消而不是增加输入电容看到的rms电流;因此，无需增加额外的电容。
外部组件
性能等式的另一半由与 ltc1702 / ltc1703 一起使用的外部组件组成。550khz 时钟频率和 5v 低输入电压允许使用 1μh 或更低 （l内线在图1中），同时仍控制电感纹波电流。这种低电感值在两个方面有所帮助：它减少了每个开关周期中存储在电感器中的能量，减小了所需的物理磁芯尺寸;它提高了电路输出端可实现的di/dt，减少了电路校正负载电流突然变化所需的时间。这反过来又减少了输出电容（c外图1）中，需要支持负载瞬变期间的输出电压。再加上 ltc1702 / ltc1703 的两相内部开关降低了输入端的电容，与运行在 2khz 或更低的传统设计相比，这显著降低了所需的总电容量。
ltc1702 / ltc1703 电路的每一侧都需要一对 n 沟道功率 mosfet 来完成电源开关路径。这些选择用于低 rds（on）和最小的栅极电荷，以最大限度地减少重负载时的导电损耗和轻负载时的开关损耗。与 ltc1702 / ltc1703 配合良好的 mosfet 类型包括 international rectifier 的 irf7805、siliconix 的 si9802 和 si9804 以及仙童的 fds6670a。
补偿组件完善了完成 ltc1702 / ltc1703 电路所需的外部组件列表。由于 ltc1702 / ltc1703 使用一个运放作为反馈放大器，因此补偿网络作为传统的运放积分器连接在 comp 引脚 （位于运放的输出端） 和 fb 引脚 （反相输入） 之间（图 3）。增加一个偏置电阻来设置直流输出电压，并在电路中增加两个极点/零点对，以补偿由电感/输出电容组合引起的相移。每侧的电流限制和软启动时间由单个电阻器（r伊麦克斯） 在每个 i.max引脚和单个电容器 （c党卫军） 在每个 run/ss 引脚上。可选的故障 （ltc1702 / ltc1703） 和 pwrgd （仅限 ltc1702） 标志可用于向主机系统提供状态信息。
应用
采用 5v 电源的双路输出
典型的ltc1702应用如图4所示。输入取自 5v 逻辑电源。侧 1 设置为在 1a 时提供 8.10v，侧 2 设置为在较低的 3a 负载电平下提供 3.3v。每侧的系统效率峰值均大于 90%。本电路示出了采用 ltc1702 控制器可实现的高功率和低功率输出设计示例。面 1 使用一对超低 rds（on）仙童fds6670a so-8 mosfet和大型1μh/12a村田制作所表面贴装电感器。c在由两个 470μf 低 esr 钽电容器组成，用于在满载时支持侧 1 和 c输出1再使用两个相同的方法，以提供优于5%的0a–10a瞬变的稳压。
图4.采用 5v 电源提供双路输出。
第 2 面采用单个 so-8 封装，内部有两个较小的 mosfet（siliconix si9402）和一个较小的 2.2μh/6a 电感器。c输出2是一款 470μf 单钽器件，可支持 0a–3a 瞬变，同时保持优于 5% 的调节性能。随着侧 2 的负载电流增加，ltc1702 两相开关实际上减小了 rms 电流（以 c 为单位）在，无需在输入端增加超出侧 1 所需的电容。两侧均表现出出色的瞬态响应（图 5）。当使用双面pc板时，整个电路可以布置在小于2平方英寸的范围内。
图 5a.瞬态响应，侧 1。
图 5b.瞬态响应，侧 2。
用于笔记本电脑的两步转换器
图 6 是使用下一代英特尔移动式奔腾 iii 处理器的典型笔记本电脑的完整电源。该电路使用 ltc1628 从输入电池产生 5v 和 3.3v，并使用 ltc1703 产生处理器内核电压 （具有 5 位 vid 控制）和 cpu i/o 环形电源电压。ltc1628 和 ltc1703 均采用两相开关，以最大限度地减小电路所需的电容;整个 2 输出电路仅需 4μf，同时产生 2000w 的输出功率。
图6.4输出笔记本电脑电源。
与传统的单步法（每个电压直接来自电池电压）相比，本电路中使用的两步转换提供了改进的瞬态响应。2 步还允许使用更小的外部组件，而不会降低效率或性能，并减轻布局和热管理问题。有关更多信息，请参阅下面的“两步转换”。
两步转换
随着微处理器工作电压的不断降低，cpu内核电源的功率转换正成为一项艰巨的挑战。核心电源必须在处理器附近具有快速瞬态响应、良好的效率和低发热。这些因素将很快迫使从直接从电池或墙上适配器到处理器的 1 步电源转换转向 2 步转换，其中 cpu 内核电源从 5v 或 3.3v 电源获得。
两步转换带来了几个好处：更对称的瞬态响应、处理器附近的热量产生更少以及将来易于修改以降低处理器电压。从电池获取的峰值电流也降低了，从而提高了电池化学效率，通常可以补偿使用实验室电源测量的电效率的微小差异。对于 2 步和 1 步架构，真实笔记本电脑的电池寿命几乎相同。
降压型开关稳压器的占空比由 v 之比给出外到 v在.在1级功率转换中，占空比必须非常低，因为降压比很大。这提供了非常快的电感电流上升时间和更慢的电流衰减时间。电感尺寸必须足够大，以便在斜坡上升期间控制电流。快速电流上升和缓慢电流衰减意味着稳压器的瞬态响应对负载增加有利，但对负载降低较差。对于两步转换过程，较低的恒定输入电压可产生更对称的瞬态响应，并允许使用更小、成本更低的外部元件。由于较低的电压摆幅导致开关损耗较小，因此开关频率也可能增加。
两步法也缓解了热问题。为了最大限度地减少大电流pcb走线长度，内核电源必须位于处理器附近。内核电压电平 2 级转换器通常以 1% 的中等效率运行，而两步解决方案的第二步 （如 ltc80） 的效率接近 2%，从而最大限度地减少了处理器附近的发热。
反对两步转换的最大论据是感知效率下降。“即兴”计算给人一种效率降低的错误印象。事实上，基于实际电路测量的两步功率转换效率的精确计算显示，效率数字在2步、高效率转换器的2%以内。随着时间的推移，微处理器制造的光刻技术将继续缩小，并迫使cpu内核工作电压和工作电流降低;1.1v电源和1a工作电流已经出现在便携式系统中。这些要求将使传统的一步转换方法由于无穷小的占空比和严重的瞬态偏差而行不通。
结论
ltc1702 和 ltc1703 实现了当今最好的开关稳压控制器的 dc 和 ac 调节性能。随着逻辑密度的不断攀升，出现了更多的应用，其中输入电压限制在7v以下，输出电压低，输出电流高，需要多个输出。ltc1702 和 ltc1703 为此类应用提供了稳压性能、高效率、小尺寸和低系统成本的最佳组合，无论这些应用出现在高级笔记本电脑还是复杂的逻辑系统中。
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ltc1702 / ltc1703 架构
ltc1702 / ltc1703 均在一个封装中由两个独立的开关稳压控制器组成。每个控制器都设计为电压反馈型同步降压型稳压器，每侧使用两个外部 n 沟道 mosfet 作为电源开关（图 1）。小型外部电荷泵（d正中电和 c正中电图1）提供升压电源电压，以保持m1完全导通。开关频率在内部设定为 550khz。用户可编程电流限制电路使用同步 mosfet 开关 m2 作为电流检测元件，无需外部低值电流检测电阻。ltc®1702 / ltc1703 专为采用一个 5v 或 3.3v 输入电源工作而设计，该电源由 ac 供电型系统中的主离线电源或电池供电型系统中的主开关稳压器提供。最大输入电压为 7v。
图1.ltc1702 / ltc1703 开关架构。
同步操作可最大限度地提高满载时的效率，其中开关 mosfet 和同步整流器中的阻性压降主要导致功率损耗。随着负载下降和开关损耗成为一个较大的因素，ltc1702 / ltc1703 自动切换到不连续模式，在该模式中，同步整流器 mosfet 在一个开关周期结束之前关断，以防止电感器中的反向电流流动。随着负载电流的不断减小，ltc1702 / ltc1703 再次切换模式并进入突发模式™，它只会根据需要进行开关，以保持输出处于稳压状态，并尽可能跳过周期以将开关损耗降至最低。在突发模式下无输出负载的情况下，整个系统的电源电流降至 ltc3 / ltc1702 每侧吸收的 1703ma 静态电流。每侧均可独立关断;当两端均停机时，ltc1702 / ltc1703 进入一种睡眠模式，在该模式下，其吸收的电流小于 50μa。
ltc1702 / ltc1703 内部
ltc1702 / ltc1703 由于其高开关频率和精心设计的内部架构，具有无与伦比的调节和瞬态响应（图 2）。瞬态响应的大部分改进来自新的反馈放大器设计。与传统的开关稳压器设计不同，ltc1702 / ltc1703 使用一个真正的 25mhz 增益带宽运放作为反馈放大器 （图 2 中的 fb）。这允许使用优化的补偿方案，可以比传统rc更精确地定制从comp到地的环路响应。“3型”反馈电路（图3）通常允许环路跨越超过50khz，同时保持良好的稳定性，从而显著增强负载瞬态响应。另外两个高速比较器（图2中的min和max）与主反馈放大器并联运行，对输出电压的突然变化提供几乎瞬时的校正。在一个典型应用中，ltc1702 / ltc1703 将校正占空比，并在施加一个瞬态负载之后的下一个开关周期内使输出电压回溯到正确的方向。
图2.ltc1702 / ltc1703 框图
图3.3 型反馈回路。
反馈运算放大器的正输入连接到一个修整至800mv ±3mv的板载基准。基准电压源和反馈放大器的直流输出误差在0.5%以内，直流负载和线路调整率通常优于0.1%，从而提供出色的直流精度。800mv 基准电平允许 ltc1702 / ltc1703 提供低至 0.8v 的稳压输出电压，而无需额外的外部组件。这种基准性能与高速内部反馈放大器和正确选择的外部组件相结合，使得 ltc1702 能够提供足够严格的输出调节，适用于当今或将来的几乎任何微处理器。对于那些在实际上电之前不知道自己想要什么电压的英特尔处理器，具有板载 1703 位 vid 输出电压控制的 ltc5 是最佳解决方案。
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外部组件
性能等式的另一半由与 ltc1702 / ltc1703 一起使用的外部组件组成。550khz 时钟频率和 5v 低输入电压允许使用 1μh 或更低 （l内线在图1中），同时仍控制电感纹波电流。这种低电感值在两个方面有所帮助：它减少了每个开关周期中存储在电感器中的能量，减小了所需的物理磁芯尺寸;它提高了电路输出端可实现的di/dt，减少了电路校正负载电流突然变化所需的时间。这反过来又减少了输出电容（c外图1）中，需要支持负载瞬变期间的输出电压。再加上 ltc1702 / ltc1703 的两相内部开关降低了输入端的电容，与运行在 2khz 或更低的传统设计相比，这显著降低了所需的总电容量。
ltc1702 / ltc1703 电路的每一侧都需要一对 n 沟道功率 mosfet 来完成电源开关路径。这些选择用于低 rds（on）和最小的栅极电荷，以最大限度地减少重负载时的导电损耗和轻负载时的开关损耗。与 ltc1702 / ltc1703 配合良好的 mosfet 类型包括 international rectifier 的 irf7805、siliconix 的 si9802 和 si9804 以及仙童的 fds6670a。
补偿组件完善了完成 ltc1702 / ltc1703 电路所需的外部组件列表。由于 ltc1702 / ltc1703 使用一个运放作为反馈放大器，因此补偿网络作为传统的运放积分器连接在 comp 引脚 （位于运放的输出端） 和 fb 引脚 （反相输入） 之间（图 3）。增加一个偏置电阻来设置直流输出电压，并在电路中增加两个极点/零点对，以补偿由电感/输出电容组合引起的相移。每侧的电流限制和软启动时间由单个电阻器（r伊麦克斯） 在每个 i.max引脚和单个电容器 （c党卫军） 在每个 run/ss 引脚上。可选的故障 （ltc1702 / ltc1703） 和 pwrgd （仅限 ltc1702） 标志可用于向主机系统提供状态信息。
应用
采用 5v 电源的双路输出
典型的ltc1702应用如图4所示。输入取自 5v 逻辑电源。侧 1 设置为在 1a 时提供 8.10v，侧 2 设置为在较低的 3a 负载电平下提供 3.3v。每侧的系统效率峰值均大于 90%。本电路示出了采用 ltc1702 控制器可实现的高功率和低功率输出设计示例。面 1 使用一对超低 rds（on）仙童fds6670a so-8 mosfet和大型1μh/12a村田制作所表面贴装电感器。c在由两个 470μf 低 esr 钽电容器组成，用于在满载时支持侧 1 和 c输出1再使用两个相同的方法，以提供优于5%的0a–10a瞬变的稳压。
图4.采用 5v 电源提供双路输出。
第 2 面采用单个 so-8 封装，内部有两个较小的 mosfet（siliconix si9402）和一个较小的 2.2μh/6a 电感器。c输出2是一款 470μf 单钽器件，可支持 0a–3a 瞬变，同时保持优于 5% 的调节性能。随着侧 2 的负载电流增加，ltc1702 两相开关实际上减小了 rms 电流（以 c 为单位）在，无需在输入端增加超出侧 1 所需的电容。两侧均表现出出色的瞬态响应（图 5）。当使用双面pc板时，整个电路可以布置在小于2平方英寸的范围内。
图 5a.瞬态响应，侧 1。
图 5b.瞬态响应，侧 2。
用于笔记本电脑的两步转换器
图 6 是使用下一代英特尔移动式奔腾 iii 处理器的典型笔记本电脑的完整电源。该电路使用 ltc1628 从输入电池产生 5v 和 3.3v，并使用 ltc1703 产生处理器内核电压 （具有 5 位 vid 控制）和 cpu i/o 环形电源电压。ltc1628 和 ltc1703 均采用两相开关，以最大限度地减小电路所需的电容;整个 2 输出电路仅需 4μf，同时产生 2000w 的输出功率。
图6.4输出笔记本电脑电源。
与传统的单步法（每个电压直接来自电池电压）相比，本电路中使用的两步转换提供了改进的瞬态响应。2 步还允许使用更小的外部组件，而不会降低效率或性能，并减轻布局和热管理问题。有关更多信息，请参阅下面的“两步转换”。
两步转换
随着微处理器工作电压的不断降低，cpu内核电源的功率转换正成为一项艰巨的挑战。核心电源必须在处理器附近具有快速瞬态响应、良好的效率和低发热。这些因素将很快迫使从直接从电池或墙上适配器到处理器的 1 步电源转换转向 2 步转换，其中 cpu 内核电源从 5v 或 3.3v 电源获得。
两步转换带来了几个好处：更对称的瞬态响应、处理器附近的热量产生更少以及将来易于修改以降低处理器电压。从电池获取的峰值电流也降低了，从而提高了电池化学效率，通常可以补偿使用实验室电源测量的电效率的微小差异。对于 2 步和 1 步架构，真实笔记本电脑的电池寿命几乎相同。
降压型开关稳压器的占空比由 v 之比给出外到 v在.在1级功率转换中，占空比必须非常低，因为降压比很大。这提供了非常快的电感电流上升时间和更慢的电流衰减时间。电感尺寸必须足够大，以便在斜坡上升期间控制电流。快速电流上升和缓慢电流衰减意味着稳压器的瞬态响应对负载增加有利，但对负载降低较差。对于两步转换过程，较低的恒定输入电压可产生更对称的瞬态响应，并允许使用更小、成本更低的外部元件。由于较低的电压摆幅导致开关损耗较小，因此开关频率也可能增加。
两步法也缓解了热问题。为了最大限度地减少大电流pcb走线长度，内核电源必须位于处理器附近。内核电压电平 2 级转换器通常以 1% 的中等效率运行，而两步解决方案的第二步 （如 ltc80） 的效率接近 2%，从而最大限度地减少了处理器附近的发热。
反对两步转换的最大论据是感知效率下降。“即兴”计算给人一种效率降低的错误印象。事实上，基于实际电路测量的两步功率转换效率的精确计算显示，效率数字在2步、高效率转换器的2%以内。随着时间的推移，微处理器制造的光刻技术将继续缩小，并迫使cpu内核工作电压和工作电流降低;1.1v电源和1a工作电流已经出现在便携式系统中。这些要求将使传统的一步转换方法由于无穷小的占空比和严重的瞬态偏差而行不通。
结论
ltc1702 和 ltc1703 实现了当今最好的开关稳压控制器的 dc 和 ac 调节性能。随着逻辑密度的不断攀升，出现了更多的应用，其中输入电压限制在7v以下，输出电压低，输出电流高，需要多个输出。ltc1702 和 ltc1703 为此类应用提供了稳压性能、高效率、小尺寸和低系统成本的最佳组合，无论这些应用出现在高级笔记本电脑还是复杂的逻辑系统中。
革命性新型超光学显微镜可显示阿秒范围内的物理过程
大气负氧离子监测系统报价是怎么样的？
金立M7深度评测 整体设计方正却又不失圆润手感
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LTC1702 / LTC1703开关稳压控制器为瞬态响应树立了新标准
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三星S8要被吊打了,苹果A11性能是骁龙835的两倍
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