高性能片内集成CMOS线性稳压器设计
引言
电源管理技术近几年已大量应用于便携式和手提电源中。电源管理系统包括线性稳压器、开关稳压器和控制逻辑等子系统。本文主要针对低压差线性稳压器进行研究。低压差线性稳压器是电源管理系统中的一个基本部分，用以提供稳定的电压源。它们属于改进效率的线性稳压器。通过采用共漏功率管来替代常规线性稳压器的共源功率管，并以此来降低最小电压降，改善电源效率。由于功率管上的较小压降降低了功率消耗，从而使得低压降线性稳压器在低电压、片内集成的电源管理系统中广泛应用。
要满足常规线性稳压器的稳定性要求，通常需要一个微法量级的片外电容。而较大的微法级电容在现今设计工艺下还不能实现，因此，每个线性稳压源都需要一个板级片外电容。为了解决这个问题，本文提出了一种无片外电容的线性稳压源方案。该设计移除了大的片外电容，同时在各种工作条件下都能保证系统的稳定性。除去了大的片外电容不仅被降低板级封装成本，同时也可降低整个设计的成本，还有利于片内集成的设计。
1 电路原理
由于本电源转换器无片外电容，因此设计有两个主要难题：一是过冲电压的瞬态响应，二是转换器的稳定性问题。为了解决这些问题，本文采用伪密勒电容来提高多级运放的稳定性。
1．1 瞬态响应补偿
在无片外电容电压转换器里，小的片内输出负载电容cout就不能作为主极点，因而必须外推到高频极点。因此，主极点必须在差分运放环路中，同时瞬态响应信号必须通过环路的主极点。图1所示是线性稳压器和电路结构。图中，主极点的等效输入电容为cg(≈cgs+apasscgd+c1)，差分运放的输出阻抗r可使电流转化为电压。当输出电流产生阶跃时，只有在经过一定的延迟时间tp之后，栅电压vg足够接近它的稳态电压时，功率管才能提供所需的电流。差分运放的寄生极点必须外推到高频(这样可以降低这些极点对于时延的影响)，线性稳压源的速度主要决定于gmerror/cg所影响的传播延迟时间tp，其中，gmerror是差分运放输人的小信号跨导。由于环路带宽的限制，由差分运放反馈的环路不能很快的驱动功率管的栅级，因此，设计时需要一个环路来加速功率管栅级电流的注入。
图1中的微分器是一个辅助的快通路，可以作为补偿电路而成为本线性稳压源的核心组成部分。微分器不仅可提供一个快速瞬态检测通路，而且还可作为交流稳定性补偿。实际上，可以简单地把耦合网络理解为一个单位增益电流缓冲器。cf感应的输出电压变化可转化为电流信号if，然后通过耦合网络注入到功率管的栅电容。补偿电路分离极点，类似于常规的密勒补偿结构，也可以改善环路的速度。假设负载阶跃电流为△iload，那么，它将产生一个输出电压纹波△vout，同时cf流过的电流对cg进行冲放电，从而改变mp管的漏电流来补偿△iload，并最终使vout回到其稳定点。减小输出纹波所需耦合电容的数值可以通过分析图1中的电路得到。假设流过rf1和rf2的电流忽略不计，那么功率管栅电压的变化所对应的补偿电流为：
对于一个电流幅度为0～50 ma，最大输出纹波电压为100 mv的线性稳压器来说，假设gmp=50 ma／v，cg=5 pf，补偿电容cf为10cg=50 pf；那么，耦合电容的取值就必须保证在无负载或者最小gmp时都能保持最小的输出纹波。因此，负载瞬态工作电流从低到高变化时，需要更多的耦合电容。
很明显，所需的耦合电容太大不利于片内集成。所以，需要一种减小cf大小并保持有效耦合电容的技术。为了分析电路，图2给出了一个简单的开环等效电路图。如果电阻的阻抗相比于电容要小的话，那么流过电容的电流通过电阻rz将转化为电压，然后通过gmf再转化为电流。由伪微分电路构成的辅助电路可通过以下方式来提高有效补偿电容：
在上述表达式中，假设寄生极点1／rzcf位于高频范围。gmf的作用将体现在两个方面：第一是cf可以通过gmfrz来减小其数量级，第二是可消除cf容所引起的前馈通路的影响。
1．2 交流稳定性分析
传输函数可以通过图2(b)得到。将差分器的寄生极点1／rzcf外推到环路单位增益带宽外，同时忽略其影响，并假设米勒电容cg=cgs+apass-cgd，然后利用标准电路分析模型，即可得到开环传输函数为：
上述等式描述了微分器的理想效果和准米勒补偿。通过假设cfrzgmfr1gmprout>>coutrout1+cgr1，可以简化零极点的位置。从而得到：
正如我们所希望的，差分器可以分离功率管的输入极点和输出极点，但它并不引入右半平面的零点。而高频耦合回路增益gmfrz则可保证两个极点足够远并使得线性稳压源的工作稳定。
图3所示是一个完整的小信号电路模型，该模型将差分器修改为晶体管模型应用。它增加了一个二级差分运放级gme。补偿电路由微分器(cf，rf和gmf1)和附加跨倒运放gmf2来增加反馈增益，从而得到更大的等效电容cf,eff(≈gmf2rfcf)。这个反馈环路中还包括反馈电阻rf1、rf2及其寄生效应。但是，微分器在vx和vr点分别引入了寄生极点ωpd1和ωpd2，从而影响了整个环路的交流稳定性，所以，设计时应外推这两个寄生极点，以使系统环路保持稳定。
分析复杂电路的零极点时，可先确定主极点为功率管栅极点vg，其在很低的频率下。次极点为输出节点vout。其它的寄生零极点包括微分器引入的极点和功率管cgd引入的零点等。把这些零极点外推到环路带宽5~10倍频以外，可以得到较好的相位裕度。
2 晶体管级电路设计
晶体管级电路如图4所示。图中，三级电流镜运算跨导放大器m0-m3和me构成差分运放。
三级米勒电流跨导运算放大器的内部节点为低阻抗，从而将各寄生极点高于环路单位增益带宽的部分外推到高频范围。将差分运放的寄生极点外推到环路带宽3倍以上的频率范围，可以降低寄生极点对稳压器的性能影响。微分器可以补偿负载输出的瞬态响应，其反馈输入结点为mgmfl，是微分转化器的第一级运放，也是非常关键的结点。一般需要足够的增益来驱动微分电容，以把产生的极点ωpd1和ωpd2外推到更高的频率，但是也会产生很小的寄生电容。因此，在瞬态响应和环路稳定性上的折衷是一个相当困难问题。rf可在输出电流瞬态变化时，把流过电容cf的电流转化为电压，并对mf1和mf2管进行直流偏置，另外还可降低微分器的输入阻抗，从而外推其相关极点ωpd1至环路增益带宽之外。微分转化器可通过晶体管mf2和m4与差分运放结合起来。以便通过增加补偿电容cf3来提高交流稳定性，利用cf3的米勒效应可以把微分器的输入极点外推的更高频率范围。
设计可从输出压降vdrop和最大负载电流开始，并由此定义功率管的参数，再定义微分器参数，然后确定差分运放的参数，最后选择补偿电容cf3。图5给出了三种负载条件下的电路spice仿真结果，在温度-25度到75度范围内，无偏外电容线性稳压器的环路增益带宽大于1mhz条件下，其相位裕度可超过50度。而对于较小的负载电容．环路的单位增益带宽与电路的稳定性都将得到提高。
3 仿真结果分析
整个ldo的设计可采用smic 0．13μm cmos工艺实现。面积为0．22 mm2，静态电流为300μa，片内电容为100 pf，版图的大部分面积为片内电容和功率管。在负载瞬态电流从0～50 ma变化，且电流上升下降时间为1 μs的条件下，就会出现图6所示的仿真结果。
由图6可见，当负载电流从0～50 ma瞬态变化时，输出电压纹波分别为84 mv和59mv，锁定时间大约为4μs。当负载电流从10~50 ma瞬态变化时，输出纹波小于20 mv。稳压器的开启时间小于1o μs。而在负载为电流为10 ma，电源上加输入正弦信号时，其线性稳压器的电源抑制比(psrr)为100 khz频率下为－50 db，在1 khz频率下为－53 db。
4 结束语
仿真结果表明，本文所提的无片外电容线性稳压器在牺牲了一部分静态功耗的情况下，可在同类产品中表现出良好的瞬态响应和稳定性，且其片内电容可以随着负载电容的增大而减小。因此，在保证环路稳定性的条件下，负载电容可以在一个较大范围内变化。本文所提出的无片外电容线性稳压器可以简化和降低测试板和封装的设计与成本。故可广泛应用于片上系统的设计。
毫米波通信技术市场的发展趋势解析
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要满足常规线性稳压器的稳定性要求，通常需要一个微法量级的片外电容。而较大的微法级电容在现今设计工艺下还不能实现，因此，每个线性稳压源都需要一个板级片外电容。为了解决这个问题，本文提出了一种无片外电容的线性稳压源方案。该设计移除了大的片外电容，同时在各种工作条件下都能保证系统的稳定性。除去了大的片外电容不仅被降低板级封装成本，同时也可降低整个设计的成本，还有利于片内集成的设计。
1 电路原理
由于本电源转换器无片外电容，因此设计有两个主要难题：一是过冲电压的瞬态响应，二是转换器的稳定性问题。为了解决这些问题，本文采用伪密勒电容来提高多级运放的稳定性。
1．1 瞬态响应补偿
在无片外电容电压转换器里，小的片内输出负载电容cout就不能作为主极点，因而必须外推到高频极点。因此，主极点必须在差分运放环路中，同时瞬态响应信号必须通过环路的主极点。图1所示是线性稳压器和电路结构。图中，主极点的等效输入电容为cg(≈cgs+apasscgd+c1)，差分运放的输出阻抗r可使电流转化为电压。当输出电流产生阶跃时，只有在经过一定的延迟时间tp之后，栅电压vg足够接近它的稳态电压时，功率管才能提供所需的电流。差分运放的寄生极点必须外推到高频(这样可以降低这些极点对于时延的影响)，线性稳压源的速度主要决定于gmerror/cg所影响的传播延迟时间tp，其中，gmerror是差分运放输人的小信号跨导。由于环路带宽的限制，由差分运放反馈的环路不能很快的驱动功率管的栅级，因此，设计时需要一个环路来加速功率管栅级电流的注入。
图1中的微分器是一个辅助的快通路，可以作为补偿电路而成为本线性稳压源的核心组成部分。微分器不仅可提供一个快速瞬态检测通路，而且还可作为交流稳定性补偿。实际上，可以简单地把耦合网络理解为一个单位增益电流缓冲器。cf感应的输出电压变化可转化为电流信号if，然后通过耦合网络注入到功率管的栅电容。补偿电路分离极点，类似于常规的密勒补偿结构，也可以改善环路的速度。假设负载阶跃电流为△iload，那么，它将产生一个输出电压纹波△vout，同时cf流过的电流对cg进行冲放电，从而改变mp管的漏电流来补偿△iload，并最终使vout回到其稳定点。减小输出纹波所需耦合电容的数值可以通过分析图1中的电路得到。假设流过rf1和rf2的电流忽略不计，那么功率管栅电压的变化所对应的补偿电流为：
对于一个电流幅度为0～50 ma，最大输出纹波电压为100 mv的线性稳压器来说，假设gmp=50 ma／v，cg=5 pf，补偿电容cf为10cg=50 pf；那么，耦合电容的取值就必须保证在无负载或者最小gmp时都能保持最小的输出纹波。因此，负载瞬态工作电流从低到高变化时，需要更多的耦合电容。
很明显，所需的耦合电容太大不利于片内集成。所以，需要一种减小cf大小并保持有效耦合电容的技术。为了分析电路，图2给出了一个简单的开环等效电路图。如果电阻的阻抗相比于电容要小的话，那么流过电容的电流通过电阻rz将转化为电压，然后通过gmf再转化为电流。由伪微分电路构成的辅助电路可通过以下方式来提高有效补偿电容：
在上述表达式中，假设寄生极点1／rzcf位于高频范围。gmf的作用将体现在两个方面：第一是cf可以通过gmfrz来减小其数量级，第二是可消除cf容所引起的前馈通路的影响。
1．2 交流稳定性分析
传输函数可以通过图2(b)得到。将差分器的寄生极点1／rzcf外推到环路单位增益带宽外，同时忽略其影响，并假设米勒电容cg=cgs+apass-cgd，然后利用标准电路分析模型，即可得到开环传输函数为：
上述等式描述了微分器的理想效果和准米勒补偿。通过假设cfrzgmfr1gmprout>>coutrout1+cgr1，可以简化零极点的位置。从而得到：
正如我们所希望的，差分器可以分离功率管的输入极点和输出极点，但它并不引入右半平面的零点。而高频耦合回路增益gmfrz则可保证两个极点足够远并使得线性稳压源的工作稳定。
图3所示是一个完整的小信号电路模型，该模型将差分器修改为晶体管模型应用。它增加了一个二级差分运放级gme。补偿电路由微分器(cf，rf和gmf1)和附加跨倒运放gmf2来增加反馈增益，从而得到更大的等效电容cf,eff(≈gmf2rfcf)。这个反馈环路中还包括反馈电阻rf1、rf2及其寄生效应。但是，微分器在vx和vr点分别引入了寄生极点ωpd1和ωpd2，从而影响了整个环路的交流稳定性，所以，设计时应外推这两个寄生极点，以使系统环路保持稳定。
分析复杂电路的零极点时，可先确定主极点为功率管栅极点vg，其在很低的频率下。次极点为输出节点vout。其它的寄生零极点包括微分器引入的极点和功率管cgd引入的零点等。把这些零极点外推到环路带宽5~10倍频以外，可以得到较好的相位裕度。
2 晶体管级电路设计
晶体管级电路如图4所示。图中，三级电流镜运算跨导放大器m0-m3和me构成差分运放。
三级米勒电流跨导运算放大器的内部节点为低阻抗，从而将各寄生极点高于环路单位增益带宽的部分外推到高频范围。将差分运放的寄生极点外推到环路带宽3倍以上的频率范围，可以降低寄生极点对稳压器的性能影响。微分器可以补偿负载输出的瞬态响应，其反馈输入结点为mgmfl，是微分转化器的第一级运放，也是非常关键的结点。一般需要足够的增益来驱动微分电容，以把产生的极点ωpd1和ωpd2外推到更高的频率，但是也会产生很小的寄生电容。因此，在瞬态响应和环路稳定性上的折衷是一个相当困难问题。rf可在输出电流瞬态变化时，把流过电容cf的电流转化为电压，并对mf1和mf2管进行直流偏置，另外还可降低微分器的输入阻抗，从而外推其相关极点ωpd1至环路增益带宽之外。微分转化器可通过晶体管mf2和m4与差分运放结合起来。以便通过增加补偿电容cf3来提高交流稳定性，利用cf3的米勒效应可以把微分器的输入极点外推的更高频率范围。
设计可从输出压降vdrop和最大负载电流开始，并由此定义功率管的参数，再定义微分器参数，然后确定差分运放的参数，最后选择补偿电容cf3。图5给出了三种负载条件下的电路spice仿真结果，在温度-25度到75度范围内，无偏外电容线性稳压器的环路增益带宽大于1mhz条件下，其相位裕度可超过50度。而对于较小的负载电容．环路的单位增益带宽与电路的稳定性都将得到提高。
3 仿真结果分析
整个ldo的设计可采用smic 0．13μm cmos工艺实现。面积为0．22 mm2，静态电流为300μa，片内电容为100 pf，版图的大部分面积为片内电容和功率管。在负载瞬态电流从0～50 ma变化，且电流上升下降时间为1 μs的条件下，就会出现图6所示的仿真结果。
由图6可见，当负载电流从0～50 ma瞬态变化时，输出电压纹波分别为84 mv和59mv，锁定时间大约为4μs。当负载电流从10~50 ma瞬态变化时，输出纹波小于20 mv。稳压器的开启时间小于1o μs。而在负载为电流为10 ma，电源上加输入正弦信号时，其线性稳压器的电源抑制比(psrr)为100 khz频率下为－50 db，在1 khz频率下为－53 db。
4 结束语
仿真结果表明，本文所提的无片外电容线性稳压器在牺牲了一部分静态功耗的情况下，可在同类产品中表现出良好的瞬态响应和稳定性，且其片内电容可以随着负载电容的增大而减小。因此，在保证环路稳定性的条件下，负载电容可以在一个较大范围内变化。本文所提出的无片外电容线性稳压器可以简化和降低测试板和封装的设计与成本。故可广泛应用于片上系统的设计。
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