基于PWM控制器的新型CMOS误差放大器设计流程概述
开关稳压电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高等优点，在各种电子设备中得到广泛的应用。尤其是在通信系统和控制系统等要求高稳定性、高可靠性电源的设备中，开关稳压电源已经取代效率较低的线性稳压器。脉宽调制（pulse-width modulation，pwm）芯片作为开关电源中的核心，其关键技术对我国国防和民用电源领域至关重要。这种调制方式的实现方法是由内部震荡器产生一个频率恒定的锯齿波，与误差放大器输出的参考电压比较，输出方波用于控制调整管。误差放大器输出摆幅直接决定了pwm芯片的输出占空比的最大、最小值，固定的输出摆幅使得芯片输出占空比的最大、最小值不可调节，限制了芯片的应用，影响了pwm芯片的性能。
本文设计的运放是整个pwm控制器的误差放大器，作为电路中最重要的模块之一，主要功能是获得输入电压和基准电压的误差放大值，作为下一级比较器的输入。与常见的误差放大器相比，本文采用二级放大器组成的cmos运算放大器进行设计，中间加入一级缓冲器电路，克服补偿电容的前馈效应，同时消除补偿电容引入的零点。该误差放大器应用在pwm芯片中，随着其输出摆幅的调整，pwm芯片最大、最小输出占空比可以控制，明显改善了pwm芯片的性能。
1 电路设计
1．1 基本的cmos二级运放电路
基本的cmos二级运放电路如图1所示。基本二级电路由偏置部分和两级放大电路构成。vm5、vm6、vm8、vm9构成比例恒流源系统，对电路提供偏置。其中，vm9为等效电阻。第一级放大电路的电流偏置经由vm5管提供，vm1和vm2组成差分输入对管，vm3和vm4充当其有源负载，并且在无损增益的情况下实现电路的单端输出转换。第二级放大电路是个简单的共源放大电路，vm6提供电流偏置并充当有源负载，放大功能主要由vm7管实现。
由于场效应管做共源放大器的时候，输出端电压与输入端电压反相，使得场效应管漏极和栅极之间的电容的充放电电流增大，从输入端看进去，电容好像增大了au倍（au为该级放大电路的增益倍数），这就是密勒效应。密勒效应会导致电路频率特性降低，因此，电路引入了密勒补偿电容c1，将其跨接到该级放大器的输出端和输入端，起到频率补偿的作用。
该运放结构简单，易于实现，但是电路性能不够理想。电路中的补偿电容c1在实现频率补偿的同时，也引入了电压输出负反馈，过强的负反馈容易引起运放电路的不稳定。
1．2 本设计采用的cmos二级运放电路
为了实现频率补偿，并消除负反馈对电路稳定性的影响，本文中采用的二级运放对电路做了改进，中间加入一级缓冲器电路，克服补偿电容的前馈效应，同时消除补偿电容引入的零点。改进后的cmos二级运放电路如图2所示。
改进后的cmos二级运放电路仍采用比例电流镜产生偏置电流，而比例电流镜系统由vm5、vm6、vm7、vm10、vm11和vm12构成。受到模型参数的影响，为了达到适合的电位，采用vm11和v12两个pmos管共同作为等效电阻。电路的两级放大电路没有变化，仍是分别由vm5和vm7提供电流偏置。vm1、vm2和vm3、vm4构成带有源负载的差分输入级，第一级放大电路。vm7和vm9是个简单的带有源负载的共源放大器，第二级放大电路。两级放大电路之间加入由vm6和vm8组成的缓冲器。其中，vm6管提供电流偏置，而vm8管工作在共漏组态，增益为1，即源极跟随器。源极跟随器的存在使得密勒补偿电容和输出端不直接相连，同时实现了输出端至电容端的电位平移。频率提高到一定程度时，受到源跟随器的制约，密勒补偿电容无法将信号直接馈送到放大器输出端，从而克服了密勒补偿电容带来的前馈效应，也消除了零点，改善运放的稳定性。
2 误差放大器参数设置
根据本设计的整体电路要求，误差放大器的性能指标设计目标设定如下：增益》60 db，带宽》50 mhz，相位裕度》80°，静态电流《200 μa。
1）首先确定工作点。已知电路是由5 v的单直流电源供电，为了使输出电压的摆幅尽可能大，则vm7管的直流工作区间应该设置在饱和区，应满足vg（m7）≥5 v+vtp条件。其中，vg（m7）是vm7的栅极电压，vtp是pmos管的开启电压，估算值为-1 v，因此vg（m7）设计取值4v。
2）静态电流和功耗设计。静态电流要求在200μa以下，分配到各支路，应满足以下条件：
3）忽略沟道调制效应，确定mos管的宽长比。因为要保证mos管工作在饱和区，所以mos管电流和管子宽长比有如下关系：
其中，id是mos漏电流，up是pmos的空穴迁移率，cox是单位面积栅极电容，vgs是mos管的栅源电压，vtp是pmos管的阈值电压。这些参数中，id和vgs通过电路仿真测得，up、cox和vtp的取值一般能在工艺文件中直接查到，也可以在电路里通过仿真、计算得出。以上参数确定后，可计算可得到mos管的宽长比。
4）运放增益的计算方法如下：
其中，gm1和gm2分别是第一、第二级放大器的等效跨导，r1和r2分别是第一、第二级放大器的等效输出电阻，计算公式如下：
上面几个式子中，un是nmos管的电子迁移率，rds是各mos管的源漏电阻。
3 误差放大器仿真结果
在cadence软件中搭建模拟仿真验证平台，在电源和地线之间接入5 v直流电压，误差放大器的正向输入端接入1．12 v的直流电压（这个电压取值在系统中由带隙基准电压源产生），反向输入端输入一个直流电位为1．12 v的正弦波。由于放大器的电压增益较大，如果正弦波的交流幅度较大，会使得输出出现失真，因此，这里将反相输入端的正弦波电压选取1 mv的交流幅度输入。
首先要进行直流工作点的验证。通过dc仿真，观测电路中的mos管工作状态，如果有不在饱和区的管子，需要根据调整mos管宽长比，直至所有管子的工作区（region）都显示为“2”。
直接测试电源电压端的电流值，即可得到误差放大器的静态总电流。测得这个电流值i为173．4μa，由此可计算出误差放大器的静态总功耗：
进行瞬态仿真，仿真结果如图3所示。观察电路波形，确认模块实现了电压的比较和误差的放大功能。由瞬态仿真波形图可以看出，输入差模电压为1 mv时，输出电压最大值可达4．15 v，最小值接近1．52 v，输出摆幅不小于2．63 v。加大信号，可测得输出电压的建立时间：
计算可得上升建立时间和下降建立时间分别为6．7 v／μs和5．7 v／μs。
对电路进行交流增益仿真，观察电路增益和单位增益带宽，结果如图4所示。
根据交流仿真结果可知，电路0 db带宽达到55.5 mhz，电压开环增益约67．2 db，相位裕度为180°-96．97°≈83．0°。
共模抑制比cmrr是放大器对输入端共模信号的抑制能力，其计算表达式为
其中avd表示差模增益，avc表示共模增益。把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式，在运算放大器的同相和反相输入端加上相同的交流电压，进行交流仿真，得到的仿真结果如图5所示，该曲线是1／cmrr，因此可以得到运算放大器的低频共模抑制比为49．17 db。
电源抑制比psrr是衡量电路对电源噪声的抑制能力，把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式，仅在供电电压源上增加1 v的交流电压，测试结果如图6所示，该曲线是1／pmrr，因此运算放大器的低频电源抑制比为71．39 db，各项指标达到预期要求。
4 结论
为解决pwm控制器中输出电压与基准电压的误差放大问题，本文设计了一款高增益，宽带宽，输出摆幅可以控制的新型误差放大器。通过在二级放大电路中间增加一级缓冲电路，克服补偿电容的前馈效应，同时消除补偿电容引入的零点。通过交流仿真验证，电路0 db带宽达到55．5 mhz，电压开环增益约67．2 db，相位裕度为83．0°上升建立时间和下降建立时间分别为6．7 v／μs和5．7 v／μs，共模抑制比和电源抑制比分别为49．17 db和71．39 db。其突出优点是自顶向下设计，每一个器件的具体参数先通过手工计算再用软件仿真逐步调整获得，查找和修改错误方便，具有较大的灵活性。该误差放大器已经成功运用到pwm芯片中，其独特的结构使得pwm的最大输出占空比和最小输出占空比可以控制，大幅提升了芯片系统的整体性能。
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基本的cmos二级运放电路如图1所示。基本二级电路由偏置部分和两级放大电路构成。vm5、vm6、vm8、vm9构成比例恒流源系统，对电路提供偏置。其中，vm9为等效电阻。第一级放大电路的电流偏置经由vm5管提供，vm1和vm2组成差分输入对管，vm3和vm4充当其有源负载，并且在无损增益的情况下实现电路的单端输出转换。第二级放大电路是个简单的共源放大电路，vm6提供电流偏置并充当有源负载，放大功能主要由vm7管实现。
由于场效应管做共源放大器的时候，输出端电压与输入端电压反相，使得场效应管漏极和栅极之间的电容的充放电电流增大，从输入端看进去，电容好像增大了au倍（au为该级放大电路的增益倍数），这就是密勒效应。密勒效应会导致电路频率特性降低，因此，电路引入了密勒补偿电容c1，将其跨接到该级放大器的输出端和输入端，起到频率补偿的作用。
该运放结构简单，易于实现，但是电路性能不够理想。电路中的补偿电容c1在实现频率补偿的同时，也引入了电压输出负反馈，过强的负反馈容易引起运放电路的不稳定。
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改进后的cmos二级运放电路仍采用比例电流镜产生偏置电流，而比例电流镜系统由vm5、vm6、vm7、vm10、vm11和vm12构成。受到模型参数的影响，为了达到适合的电位，采用vm11和v12两个pmos管共同作为等效电阻。电路的两级放大电路没有变化，仍是分别由vm5和vm7提供电流偏置。vm1、vm2和vm3、vm4构成带有源负载的差分输入级，第一级放大电路。vm7和vm9是个简单的带有源负载的共源放大器，第二级放大电路。两级放大电路之间加入由vm6和vm8组成的缓冲器。其中，vm6管提供电流偏置，而vm8管工作在共漏组态，增益为1，即源极跟随器。源极跟随器的存在使得密勒补偿电容和输出端不直接相连，同时实现了输出端至电容端的电位平移。频率提高到一定程度时，受到源跟随器的制约，密勒补偿电容无法将信号直接馈送到放大器输出端，从而克服了密勒补偿电容带来的前馈效应，也消除了零点，改善运放的稳定性。
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1）首先确定工作点。已知电路是由5 v的单直流电源供电，为了使输出电压的摆幅尽可能大，则vm7管的直流工作区间应该设置在饱和区，应满足vg（m7）≥5 v+vtp条件。其中，vg（m7）是vm7的栅极电压，vtp是pmos管的开启电压，估算值为-1 v，因此vg（m7）设计取值4v。
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3）忽略沟道调制效应，确定mos管的宽长比。因为要保证mos管工作在饱和区，所以mos管电流和管子宽长比有如下关系：
其中，id是mos漏电流，up是pmos的空穴迁移率，cox是单位面积栅极电容，vgs是mos管的栅源电压，vtp是pmos管的阈值电压。这些参数中，id和vgs通过电路仿真测得，up、cox和vtp的取值一般能在工艺文件中直接查到，也可以在电路里通过仿真、计算得出。以上参数确定后，可计算可得到mos管的宽长比。
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其中avd表示差模增益，avc表示共模增益。把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式，在运算放大器的同相和反相输入端加上相同的交流电压，进行交流仿真，得到的仿真结果如图5所示，该曲线是1／cmrr，因此可以得到运算放大器的低频共模抑制比为49．17 db。
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