LLC的短路调试记录
经过昨天短路保护的理论分析，实现可靠的短路保护的条件有：
1、管子的soa工作区域
2、快速拉升频率
3、副边恒流环动作
下面是我实际的测试和分析：
第一部分 管子的soa工作区域
管子能在短时间内扛住较大的脉冲电流，且不能损坏。这对选择mosfet时，需要对soa区域和最大的脉冲电流有一定的考虑。当然，讲到这里。就需要考虑管子的体二极管性能，在短路时的作用。在短路时，不仅仅沟道流过了较大的电流，而且电流也会从体二极管流过。如果体二极管的恢复性能较差，那么在30a左右的电流流过体二极管时，引起体二极管反向恢复的问题，则会表现出非常高的电压应力，可能会因为电压高于管子耐压而损坏。可以看下图1中，短路时流过管子的波形：
（图一）
紫色波形为流过管子的电流，其正向部分是流过电流的正弦部分。但是也可以注意到，负向的电流是从体二极管流过的。
（图二）
这是带满负载启机时，开机瞬间，前面几个电流波形。可以看到在刚开机时，流过体二极管的电流是非常大的，如果体二极管性能较差，可能会在启机时引起反向恢复的应力问题。
下面这个是在启机后短路，管子失效时的电流波形。对比上面5a一格不同，下面是20a一格，可以看到在短路后，电流波形在第5个周期处，已经高到40a。而且巨大的di/dt电流变化，在最后一个波形处。有25a左右的电流流过体二极管，然后又有40a的电流流过沟道，在2us内，流过管子的电流高到50a，到这里，管子基本就处于可能因为过电流太大而损坏了。
（图三 短路测试时，mos的失效电流）
可以从波形上看到，因为体二极管流过电流也有20a左右的电流峰值，只是抓图是紫色和黑色背景对比起来看的不太清楚。我后面使用了st的 26nm60n这个管子它的体二极管性能在实际测试中相对不错，下面是体二极管的资料。
我使用英飞凌的ipp5r028的管子，在短路测试中总是会失效，而使用st的26nm60n就会更扛得住一些，现在我要对比一下两个管子的一些资料。这个管子导通阻抗只有199m欧，虽然和26nm60n的导通阻抗差不多，但是它并不太适合用在llc上。特别是脉冲电流峰值，允许的值比较小。id在25°时只有17a，脉冲电流峰值只有40a。
体二极管的性能：
这个管子只能扛到40a，虽然反向恢复时间都在340ns，而且qrr和恢复电流峰值都要小于26nm60n，但是因为是coolmos可能因为结构上的问题晶圆体积小，这个管子不太适合做llc这样的应用。因为短路电流很大时，这个管子可能会顶不住。
看soa区域的对比，就可以看到26nm60n比这个管子强壮的多，这也解释了为什么在短路测试时这个管子会很容易挂的原因。
下图是st 26nm60n的soa资料，可以看出仅仅从抗脉冲电流上就能解释炸鸡的原因。
第二部分 控制ic要在短路时，能更快的拉升开关频率。
上图是控制ic在过流保护时的控制逻辑图，当cs的电压高于0.8v，ss引脚内部会导通一个电阻，让ss引脚以固定的电流接地流入gnd。通常在freq引脚上引一个电阻到ss引脚，也就是当cs电压高于0.8v后。ss开始以一个电流拉freq，此时流出freq引脚的电流加大，则开关频率快速提升。cs到电压了0.9v，就以更快的电流放电。使开关频率提升的更快，此时电源会处于打嗝重启的状态。直到vcs的电压低于0.75v，则工作正常。 为了防止变压器饱和炸管，vcs电压高于1.6v，ic会锁机，重启vcc电压才会解除故障。
在这个项目上，原边使用的过流保护原理图如上图所示。主要是感测谐振电容上的电压，在短路时谐振电容电压会提升的非常快，只要cs电压高于0.8v，就开始拉升频率，加大阻抗。 为了避免高于1.6v ic锁机，我们使用了最快响应速度的tvs钳位vcs上的电压，只能让它在1.6v以下，不能高于1.6v，否则锁机，客户又不接受了。
在副边，我们使用恒流环做输出电流检测，高于某个设定值后进入恒流状态。会将开关频率拉升到250khz，足以避开短路时的危险频率。从响应速度快慢的角度考虑，恒流环的响应速度比电压环要慢很多，所以在短路时，看到的频率变化是：先下降，然后频率开始提升。这说明恒压环先开始动作，恒压环动作后开关频率会向最低频率下降，所以为了保证短路时频率拉升的足够快，最低开关频率的设定，一定不能太低，否则要穿越谐振频率，电流会更大。
我到这里应该考虑到，臧工提示我需要考虑到最低开关频率设置，最好低于工作频率20khz即可。最低开关频率太低了不太好。而且也提出了关于谐振频率的选择问题，他认为：llc变换器最好是工作在谐振频率，或者稍微高于谐振频率。这样从短路保护的角度来讲，非常有好处。当工作时短路，恒压环会把频率稍微下降，然后频率开始提升。因此，如果频率在谐振频率之上，那么开关频率下降的就不会很低，至少把频率拉升起来的速度会更快。这样也对短路时，流过管子的电流有了一定的限制。
我有一个测试，我之前从freq到ss引脚的电阻是5.6k，在短路保护时，频率拉升起来的速度稍微有些慢。电流峰值是在38a上，为了降低短路时候流过管子的电流，我的想法是，在短路时ss拉freq的电流更大，让开关频率提升的速度更加的快，把这个电阻下降到2.4k后，短路时开关频率已经提升到了300khz，电流峰值也下降到了30~33a，这个就稍微控制住了一点点电流。
（频率 有错误 ，电流峰值 36a）
将freq到ss引脚的电阻从5.6k下降到2.4k后，短路时的测试:
（频率 119khz ，电流峰值 15a 。 此时短路保护还未响应，频率之所以比正常工作的126k低，是因为恒压环动作了。）
（频率 128khz ，电流峰值21a 。 此时短路保护已经开始响应，频率开始拉升）
（频率 133khz ，电流峰值30.5a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升）
（频率 142khz ，电流峰值30.5a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升）
（频率 151khz ，电流峰值30.5a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升）
（频率 169khz ，电流峰值18a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升，短路电流已经得以控制）
（频率 181khz ，电流峰值10a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升，短路电流已经得以控制）
从短路发生到电流受到控制。花了4个周期，约50us。电流最大值为33.6a，属于26nm60n的可靠工作区域，短路不会发生问题。但是llc的短路测试并不是最严峻的工作状态，即使在理论上认为soa问题不大，但是也要经过10秒一次短路，至少测试5000次确保不会炸鸡。这样可以认为，短路是可靠的，能受到控制的。
第三部分 短路测试时谐振电感饱和的问题
在我使用eel19/27的谐振电感做短路测试时，流过电感的电流会达到70a。即使开关频率已经在快速的拉升，但是电流依然会在5个周期内彪到70a之高。我有一次摸到谐振电感在反复短路测试时，温度非常高。但是没有想到是电感饱和的问题，经过同事唐公子点拨，是否因为谐振电感饱和的问题引起。即使你ic在努力地提升频率，但是电感饱和了，它不再具有电感的特性。你llc的短路保护，是要提升频率将电感的感抗快速加大，阻碍流过的电流。但是如果电感饱和了，电感将不会继续对电流起到阻抗作用。因此在设计谐振电感时，要严格考虑短路时谐振电感饱和的问题。针对eel19/27的的电感器设计，需要考虑在30a的电流下，峰值bmax不高于0.33t。严格控制匝数，防止变压器饱和。
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1、管子的soa工作区域
2、快速拉升频率
3、副边恒流环动作
下面是我实际的测试和分析：
第一部分 管子的soa工作区域
管子能在短时间内扛住较大的脉冲电流，且不能损坏。这对选择mosfet时，需要对soa区域和最大的脉冲电流有一定的考虑。当然，讲到这里。就需要考虑管子的体二极管性能，在短路时的作用。在短路时，不仅仅沟道流过了较大的电流，而且电流也会从体二极管流过。如果体二极管的恢复性能较差，那么在30a左右的电流流过体二极管时，引起体二极管反向恢复的问题，则会表现出非常高的电压应力，可能会因为电压高于管子耐压而损坏。可以看下图1中，短路时流过管子的波形：
（图一）
紫色波形为流过管子的电流，其正向部分是流过电流的正弦部分。但是也可以注意到，负向的电流是从体二极管流过的。
（图二）
这是带满负载启机时，开机瞬间，前面几个电流波形。可以看到在刚开机时，流过体二极管的电流是非常大的，如果体二极管性能较差，可能会在启机时引起反向恢复的应力问题。
下面这个是在启机后短路，管子失效时的电流波形。对比上面5a一格不同，下面是20a一格，可以看到在短路后，电流波形在第5个周期处，已经高到40a。而且巨大的di/dt电流变化，在最后一个波形处。有25a左右的电流流过体二极管，然后又有40a的电流流过沟道，在2us内，流过管子的电流高到50a，到这里，管子基本就处于可能因为过电流太大而损坏了。
（图三 短路测试时，mos的失效电流）
可以从波形上看到，因为体二极管流过电流也有20a左右的电流峰值，只是抓图是紫色和黑色背景对比起来看的不太清楚。我后面使用了st的 26nm60n这个管子它的体二极管性能在实际测试中相对不错，下面是体二极管的资料。
我使用英飞凌的ipp5r028的管子，在短路测试中总是会失效，而使用st的26nm60n就会更扛得住一些，现在我要对比一下两个管子的一些资料。这个管子导通阻抗只有199m欧，虽然和26nm60n的导通阻抗差不多，但是它并不太适合用在llc上。特别是脉冲电流峰值，允许的值比较小。id在25°时只有17a，脉冲电流峰值只有40a。
体二极管的性能：
这个管子只能扛到40a，虽然反向恢复时间都在340ns，而且qrr和恢复电流峰值都要小于26nm60n，但是因为是coolmos可能因为结构上的问题晶圆体积小，这个管子不太适合做llc这样的应用。因为短路电流很大时，这个管子可能会顶不住。
看soa区域的对比，就可以看到26nm60n比这个管子强壮的多，这也解释了为什么在短路测试时这个管子会很容易挂的原因。
下图是st 26nm60n的soa资料，可以看出仅仅从抗脉冲电流上就能解释炸鸡的原因。
第二部分 控制ic要在短路时，能更快的拉升开关频率。
上图是控制ic在过流保护时的控制逻辑图，当cs的电压高于0.8v，ss引脚内部会导通一个电阻，让ss引脚以固定的电流接地流入gnd。通常在freq引脚上引一个电阻到ss引脚，也就是当cs电压高于0.8v后。ss开始以一个电流拉freq，此时流出freq引脚的电流加大，则开关频率快速提升。cs到电压了0.9v，就以更快的电流放电。使开关频率提升的更快，此时电源会处于打嗝重启的状态。直到vcs的电压低于0.75v，则工作正常。 为了防止变压器饱和炸管，vcs电压高于1.6v，ic会锁机，重启vcc电压才会解除故障。
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我有一个测试，我之前从freq到ss引脚的电阻是5.6k，在短路保护时，频率拉升起来的速度稍微有些慢。电流峰值是在38a上，为了降低短路时候流过管子的电流，我的想法是，在短路时ss拉freq的电流更大，让开关频率提升的速度更加的快，把这个电阻下降到2.4k后，短路时开关频率已经提升到了300khz，电流峰值也下降到了30~33a，这个就稍微控制住了一点点电流。
（频率 有错误 ，电流峰值 36a）
将freq到ss引脚的电阻从5.6k下降到2.4k后，短路时的测试:
（频率 119khz ，电流峰值 15a 。 此时短路保护还未响应，频率之所以比正常工作的126k低，是因为恒压环动作了。）
（频率 128khz ，电流峰值21a 。 此时短路保护已经开始响应，频率开始拉升）
（频率 133khz ，电流峰值30.5a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升）
（频率 142khz ，电流峰值30.5a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升）
（频率 151khz ，电流峰值30.5a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升）
（频率 169khz ，电流峰值18a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升，短路电流已经得以控制）
（频率 181khz ，电流峰值10a 。 此时短路保护已经开始响应，频率正在快速的拉升，短路电流已经得以控制）
从短路发生到电流受到控制。花了4个周期，约50us。电流最大值为33.6a，属于26nm60n的可靠工作区域，短路不会发生问题。但是llc的短路测试并不是最严峻的工作状态，即使在理论上认为soa问题不大，但是也要经过10秒一次短路，至少测试5000次确保不会炸鸡。这样可以认为，短路是可靠的，能受到控制的。
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