60W辅助电源1700V SiC MOSFET
辅助电源是电机驱动、光伏逆变器和 ups 系统等工业应用的重要组成部分。高压直流总线转换为 5 v 至 48 v 直流电源，为控制电路、传感电路、冷却风扇、selv 电路等供电。在这些应用中，电源的电流隔离是一个常见的要求，功率电平通常低于 100 w。由于直流链路电压的变化，它还应该能够在宽输入电压范围内工作，通常从 300 v 到 1000 v。单开关反激式拓扑结构简单，元件数量最少，成本低，是此类低功率 dc-dc 电源转换的广泛使用的拓扑结构之一。
图 1：单开关反激式转换器
使用 sic mosfet 的 300v~1000v 单开关反激式转换器的设计注意事项
单开关反激式转换器中的电源开关器件必须能承受最大电压，该电压定义为最高输入电压、变压器感应效应、次级反射电压和电路布局寄生电感引起的过电压之和。在 1000 v 输入时，该峰值电压很容易超过 1200 v。虽然 1500 v si mosfet 无法提供足够的电压安全裕度，但需要使用额定值 2000 v 及以上的 si mosfet。由于其较高的特定导通电阻，这将导致尺寸过大的 mosfet 具有降低的功率密度。此外，此类 mosfet 将增加半导体在应用中的整体成本。
针对此类问题，littelfuse 提供了 1700 vsic mosfet，即使对于 1000 v 标称输入直流链路电压也能提供足够的电压裕度。与 2000v si mosfet 对应物相比，1700v sic mosfet 的特定导通电阻降低了近 82%。这将大大降低传导损耗和半导体成本，同时提高功率密度和应用。此外，碳化硅 mosfet 的低开关能量和超低栅极电荷支持更高的开关频率，因此可以在提高转换器效率的同时实现更紧凑、低损耗的变压器设计。在最好的情况下，被动冷却是可能的。
工作原理
如图 1 所示，当 mosfet 导通时，能量存储在变压器的初级线圈中。变压器的次级侧被二极管阻断，负载由次级侧的输出电容器供电。
当 mosfet 关断时，mosfet 两端的初级电压超过输入电压加上次级绕组反射的输出电压。在此期间，次级侧二极管 d1 导通，变压器初级两端的电压近似钳位到反射输出电压。
关断事件会中断流经变压器初级绕组的电流，导致 mosfet 上出现电压尖峰，该电压尖峰与杂散电路电容谐振并产生大振幅高频振铃。
这种谐振被 rcd 钳位 / 缓冲电路抑制。碳化硅 mosfet 提供更高的电压裕度，因此允许更低的缓冲器损耗。缓冲电容需要足够大，以在吸收泄漏能量的同时保持较小的电压纹波。
变压器设计
变压器是设计中的关键无源元件。磁芯材料和绕组线选择决定了变压器的功率损耗和温升。漏感影响功率 mosfet 上的电压振铃和峰值电压，并决定 rcd 钳位电路设计。隔离电容会影响系统的共模噪声发射。
变压器的初级与次级匝数比决定了初级侧 mosfet 和次级侧整流二极管上的实际峰值电压。对于 1700 v mosfet，考虑到最大漏感电压尖峰为最大输入电压的 25%，建议降额 15%。二次侧的最大允许反射电压可估算为：
最大匝数比可以计算为
其中 vf是输出整流二极管的正向电压
输出电路设计
输出电容的最小值由纹波要求决定。
输出整流二极管峰值电压等于输出电压加上反射输入电压，如以下等式所示：
栅极驱动及控制电路
sic mosfet 具有超低输入电容，因此开启器件所需的栅极电荷也非常低。pwm 控制器 ic 可以直接驱动 sic mosfet，无需额外的驱动器 ic，从而进一步降低系统成本。
建议使用不同的导通和关断电阻 - 较小的导通电阻以减少导通损耗，较大的关断电阻以减少电压振铃和 emi 噪声发射。
sic mosfet 需要比 si mosfet 更高的栅极驱动电压。15v 到 20v 的值通常会产生最低的导通电阻。降低驱动电压将降低短路峰值电流，这可能会提高系统的耐用性，但代价是 rds(on)值略有增加。这种影响在较高的工作温度下不太明显。例如，18v 驱动 mosfet 的最佳驱动电压为 20v，在 125°c 时导通电阻只会增加 3.5%。然而，如果驱动电压太低，器件可能会在较低的电流下饱和而无法支持高峰值电流。
优化栅极环路的实际布局并使其尽可能短至关重要。关键设计目标是降低栅极环路电感并避免近场耦合，以最大限度地减少栅极振铃和高峰值栅极电压。
具有 300v~1000v 宽输入和 12v 输出的 1700v 参考设计的性能
选择 littelfuse 的 1700 v 750mω sic mosfet（部件号 lsic1mo170e0750）作为初级侧开关。晶体管 to-247-3 封装提供了较大的热交换面积和较低的热阻 rthj-c，以简化热管理，同时降低芯片的功率损耗和被动冷却。
选择 littefuse 的 150 v 二极管（部件号 dsa30c150pb）作为整流二极管。
考虑到转换器损耗的整体优化目标，选择开关频率 fs=110 khz，变压器的匝数比选择为 12。对于 12v 输出电压，额定输出电压纹波 <10mv。
该电路旨在在最大输入电压下在 50% 到 100% 的负载范围内保持连续导通模式操作 (ccm)。这是一方面减少半导体损耗和 emi，另一方面减少变压器匝数之间的权衡。后者影响 rcd 钳位电路中的重量、漏感和功率损耗.
对于所有输入电压条件，转换器效率在 40% 负载以上都高于 80%。在 50% 负载和 300 v 输入电压下可实现 89.3% 的峰值效率。
图 2：不同输入电压条件下测得的效率与输出功率的关系
如图 10 所示，在 sic mosfet 上没有连接散热器、在 25°c 环境温度下自然对流冷却的情况下，sic mosfet 在 1000 v 输入电压下满载时的最高温度达到 106.5°c。当输入电压增加时，mosfet 温度会显着增加，这主要是由开关损耗驱动的。二极管和变压器的温度保持在 80°c 以下。
图 3：不同输入电压（25°c 环境温度）下满载时的热图像
1700v sic mosfet 是应对为工业系统设计宽输入电压辅助电源转换器的挑战的可靠解决方案。与依赖传统 si mosfet 拓扑的设计相比，它们允许使用简单、经过验证的拓扑，同时提供卓越的热性能和低得多的功率损耗。
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关断事件会中断流经变压器初级绕组的电流，导致 mosfet 上出现电压尖峰，该电压尖峰与杂散电路电容谐振并产生大振幅高频振铃。
这种谐振被 rcd 钳位 / 缓冲电路抑制。碳化硅 mosfet 提供更高的电压裕度，因此允许更低的缓冲器损耗。缓冲电容需要足够大，以在吸收泄漏能量的同时保持较小的电压纹波。
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建议使用不同的导通和关断电阻 - 较小的导通电阻以减少导通损耗，较大的关断电阻以减少电压振铃和 emi 噪声发射。
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