基于UCC25800-Q1开环LLC驱动器的隔离电源方案设计
隔离驱动被广泛的应用在工业产品中，其供电隔离电源的设计是隔离驱动设计的关键一环。传统的隔离驱动供电方案多数采用反激或推挽结构，而与这两种方案进行对比，llc谐振变换器有着自己独有的优势，高功率密度，低噪声，低成本。
由于系统的可靠性、冗余性等问题，集中式控制的供电架构逐渐向分布式开环方法发展。开环控制，如50%占空比的推挽结构被广泛的使用在提供隔离供电的场景中。然而副边的高dv/dt会通过变压器原副边的寄生电容耦合到原边，产生噪声，甚至影响原边控制器的工作。若想减小变压器原副边的寄生电容，可采用增大变压器原副边的距离或使用变压器槽式结构的方法。然而这会使得变压器的漏感变大。漏感的增加会产生电压尖峰使得开关管的应力增大，同时漏感的能量会造成较大的功率损耗，影响电源的效率。为了在不降低系统性能的情况下，使用更小寄生电容，更大漏感的变压器，可以利用llc谐振变换器。在这种隔离拓扑中，当变压器的漏感较大，谐振电容可以对其进行补偿。
ti最新发布的ucc25800-q1开环llc变压器驱动控制芯片集成了半桥功率电路、控制电路、保护电路以简化隔离电源的设计。上文所叙述的llc谐振变换器相对其他隔离电源方案的优点可以通过该控制器来实现，可以最大程度的减小由高速开关器件所产生的emi噪声。并且由于llc拓扑本身所独有的软开关特性，也会使得整个变换器的噪声减小、效率提高。
1 ucc25800-q1简要介绍
ucc25800-q1是一款开环llc驱动器，内部整合了半桥功率电路（含mos驱动），控制电路，保护电路等。除了上文所述对变压器漏感进行补偿及变压器原副边传导噪声减小之外，这款控制芯片中的软起动功能也显著减小了变换器开机时的冲击电流。除此之外，ucc25800-q1的特点如下：
9~34v的输入电压范围
极低的emi
24v输入时最大6w的输出功率
通过外部电阻可设置100khz~1.2mhz开关频率，也可通过外部同步
可设置最大死区时间
输入过压、欠压保护，输出过流保护（保护阈值可调整），芯片过温保护
控制ic可被外部关断
系统智能故障代码输出功能
8引脚dgn封装
ucc25800-q1的引脚功能及简要介绍如下：
引脚 引脚功能 备注
sync 外部同步时钟信号输入 当使用这一引脚进行同步时，控制器内部半桥逆变mos的驱动信号在sync引脚电压的上升沿产生，所以开关频率为同步信号频率的一半。当不使用该功能时，该引脚可以对地接任意电阻或直接开路均可。
控制器关断引脚（低电平时关断）及故障代码输出引脚 可通过该引脚查看变换器的故障信息。
vreg 参考电压输出引脚（5v） 该引脚输出端与gnd之间去耦电容布局布线应使得整个回路尽可能的短。
oc/dt 该引脚用来配置变换器中半桥电路的最大死区时间和过流保护阈值 配置方法见下文。
vcc 变换器和控制芯片的供电引脚。 该引脚与gnd之间的滤波电容的布局布线应使得回路尽可能短，以提高效率、减小emi噪声。
sw 半桥电路的输出引脚
gnd 变换器和控制器的gnd引脚
rt 变换器开关频率配置引脚 变换器开关频率的具体配置方法见下文。
2 基于ucc25800-q1的典型设计参考
在这一部分中，为了方便进行具体的讲解，本节以基于ucc25800-q1的一款隔离电源设计为例，对芯片外围元器件参数和系统参数选取进行详细说明。本电源设计的参数指标如下：
开关频率1mhz;
输入电压+15v，单路输入，三路隔离输出;
输出电压+15v/-5v;
单路输出功率2w;
电路副边使用的是倍压整流方式，这种整流方式常见于高电压低电流的应用场景中。整个电路的拓扑如图2所示，其中lm是变压器的励磁电感，lr为变压器的等效漏感，利用倍压整流的电容对漏感进行谐振。半桥电路的输出电压幅值为0.5*vin，经过倍压后电压幅值翻倍。当考虑整流二极管的导通压降（vf）之后，整个变换器的直流增益可以用以下公式来计算：
图2 llc谐振变换器
2.1频率的设置（sync引脚和rt引脚）
跟据llc谐振变换器的直流增益特性可以将其分为三个工作区域，如图3所示。在这张图中，横轴是以谐振频率为基准的开关频率的标幺值，竖轴时电路的电压增益。
图3 llc的直流特性曲线
当llc谐振变换器的开关频率fsw设置在不同数值时，变换器的工作状态也不同（图中的fr为变换器中cr与lr串联谐振的谐振频率，frp为cr与lr、lm三者共同串联谐振时的谐振频率）：
当工作在区域1和区域2时，变换器的输入阻抗为感性，半桥电路的mosfet工作在zvs（零电压开关）区域。当变换器的开关频率大于fr时，副边的二极管工作在电流连续模式，不能实现zcs （零电流开关），会产生反向恢复损耗。
当工作在区域3时，变换器的输入阻抗为容性，半桥电路的mosfet工作在zcs区域。当mosfet实现zcs时，损耗会比zvs要大一些。
当利用ucc25800-q1进行变换器的设计时，无论是采用外部同步信号还是rt引脚电阻在芯片内部设置频率，开关频率应设计为谐振频率的90%。
开关频率的设置有两种情况，有外部同步信号（sync引脚）和无外部同步信号两种。
当无外部同步信号时，变换器的开关频率通过rt引脚的电阻进行设置。开关频率为fsw=rrt*10hz/Ω。如果该引脚开路或者电阻值超过100kω，系统会在默认的1.2mhz下工作。
当有外部同步信号时，在1.5ms的软启动进程中，外部的同步信号被忽略。当软启动结束之后，如果该满足一定的频率范围（rt管脚电阻所设置频率的2.3倍到2.6倍），变换器则应用该信号进行工作。若同步信号的频率不在范围之内，则使用rt引脚的设置的开关频率来进行工作。
若要制作一固定输出的llc谐振变换器，可直接通过rt引脚设置一固定开关频率。再针对变压器的漏感值选取相应参数的谐振电容。若想通过sync引脚的外部输入方波同步信号进行同步，则外部输入的频率应在rt引脚配置的频率范围。，若在设计、调试的过程中需要进行有效的调频调压，应选用励磁电感与漏感的比值lp/ls较小的变压器，使获得相同增益的频率变化范围变窄。
设计示例：
所设计的隔离电源的开关频率是1mhz，通过rt引脚实现对变换器的频率进行配置。此时则可将sync引脚开路。理论上rrt应为100kΩ，实际应用中我们使用97.6kΩ。电路原理图见图5。
2.2 变换器最大死区时间、过流保护点设置（oc/dt引脚）
变换器最大死区时间设置：
半桥电路同一桥臂的两开关管之间应设置一死区时间，避免电路直通过流。同时，llc谐振变换器中开关管的漏源极间的寄生电容在死区时间内被充分放电，实现有效的zvs，减小损耗和emi噪声。
该引脚对最大死区时间进行设置是通过设置该点的电压进行的。通常我们可以选择开关周期的5%~10%作为最大死区时间。
在一定范围内的最大死区时间可以按照如下公式进行配置：
dtmax=150ns*v/(voc/dt-0.9v) (2)
voc/dt=150ns*v/dtmax+0.9v (3)
公式(3)根据所需死区时间来配置外围电路。
其余情况下对应的引脚电压和最大死区时间如下：
oc/dt引脚电压 最大死区时间
<0.5v 触发短路保护，器件关断
0.5v 1.25µs
1v< voc/dt <3.9v 参见手册曲线
3.9v< voc/dt <3.95v 最小值50ns
3.95v< voc/dt 超过范围，器件关断
变换器的过流保护机制：
ucc25800-q1提供两种保护机制：ocp1只对半桥电路下管采样。如果在2ms期间内，下管电流在每个开关周期内都超过过流保护点（iocp），ocp1保护会被触发；ocp2对上下管均采样，当上下管电流超过5倍iocp过流保护点，长于100ns时，ocp2 保护被触发。
除此之外，软启动期间，ocp1被禁止，ocp2的门限被固定在5*iocpmax（5a）。软启动之后，ocp1开始启用，门限为iocp。ocp2的门限变为为5*iocp。这里的iocp可以由用户自行配置。当ocp1或ocp2被触发后，控制芯片的关断时间等机制详见手册图12-9、图12-10。
变换器的过流保护点配置：
ucc25800-q1 oc/dt引脚内部有一50µa直流源。该直流源用于设置iocp的大小，通过配置oc/dt引脚外的戴维南等效电阻来完成。具体配置关系见下表所示：
根据表1设置rth（该电阻为引脚上/下分压电阻的并联，即上文所述的戴维南等效电阻）。再根据最大死区时间（引脚复用），可计算出具体的上/下分压电阻值。
设计示例：
本设计中，变换器开关周期为1000ns，最大死区时间为开关周期的5%~10%，则该引脚电压应为3.9v左右。其次，三路输出均为20v/1.2w，则输出电流为3*1.2w/20v=180ma，要设置电路的过流保护，需计算 ucc25800-q1的sw引脚的输出电流，计算过程如下：
倍压整流副边电流的有效值为irms-s=π*ioc/1.414=399.92ma；
原边电流的有效值为irms-p=irms-s*1.5=599.88ma；
原边电流的峰值为ipkp=599.88ma*1.414=848.36ma；
将原边电流峰值预留30%~50%的裕量，电流保护门限为1102.4ma~1272ma，超过1a，故ocp setting为ocp1_6，rth应介于2.45kΩ到2.55kΩ之间。最终经过计算，选取上分压电阻为3.24 kΩ，下分压电阻为12.4kΩ，原理图见图5。
2.3 主电路设计参考：
2.3.1变压器的选型
根据输入输出电压确定匝比
根据功率等级、原副边电流额定电流选取变压器
根据频率选取磁材料
根据变压器的伏微秒乘积选取磁芯
在变压器的选型中尽量选取原副边之间的耦合电容较小的槽式变压器，可尽量减小噪声的传导。其他电路元件选型将同变压器一起在参考设计中讲述。
变压器选型参考：
本例中，变压器匝比为15v/(20v+1v)，其中1v约为两个肖特基二极管的压降，理论匝比为1:1.4。原副边电流峰值分别为848ma、565ma，变压器原边的伏微秒乘积为1.875v· s最终选取的变压器为wuerth elektronik公司的760301107，其匝比为1:1.5，伏微秒乘积为40.8v· s，变压器的具体参数详见手册。
2.3.2谐振电容的选取
llc谐振变换器应工作在欠谐振状态，故谐振频率可设定为1.1~1.15倍的开关频率，再根据cr和lr的串联谐振去计算cr的值。可参考下式进行：
开关频率1mhz，谐振频率应在1.1mhz~1.15mhz之间。变压器的漏感为2.9uh，最终计算得cr应在6.6nf~7.22nf。倍压整流中两电容分别为3.3nf~3.61nf， 为谐振电容的一半。最终选取的电容为grm216r71h332ka01d，3.3nf。
2.3.3平衡电阻的添加
半桥逆变电路的电容两端应并联平衡电阻，使得变换器工作时电容的均压能力变强，也避免芯片在有vcc供电，而长时间关断之后启动时出现暂态电流冲击触发过流保护。本例中在串联的两电容两端均并联100kω的电阻。
2.3.4整流二极管的选取
整流二极管除了考虑耐压等级、通流能力外，还应针对开关频率选取肖特基二极管。本例中选取的为pmeg6010cegwj。
2.3.5负压的产生
在设计背景下，需要15v/-5v两路输出，将电压分为两路有如下几种方式供参考：
图4 分离单路输出为两路方案
本例中采用第一种方式对输出进行分离，选取一5.1v的稳压管产生负压。若需要高稳压精度，可以采用2或3方式。方式2在负压端添加一电压基准可实现负压稳压。方式3中在负压端采用电压基准的情况下，在正压端添加一线性稳压电路实现对正端的稳压。
3 参考设计原理图及测试结果
3.1 参考设计原理图
参考设计的原理图见图5所示：
图5 参考设计原理图
3.2 设计结果及分析
1) 输出电压调整率及效率
输入电压(v) 输入电流(ma) 输出正电压 正电压输出精度 正电压负载电流(ma) 输出负电压 负电压输出精度 负电压负载电流 (ma) 效率
15 286 14.56 -2.93% 55.6 -5.1482 2.96% 52.9 75.66%
15 265 14.836 -1.09% 50.2 -5.1514 3.03% 48.2 74.95%
15 244 15.097 0.65% 45.4 -5.1577 3.15% 43.3 74.49%
15 220 15.396 2.64% 38.8 -5.1577 3.15% 38.2 72.22%
15 198 15.682 4.55% 34.2 -5.1556 3.11% 33 71.36%
15 158 16.242 8.28% 25 -5.1647 3.29% 23.3 66.63%
负载调整率曲线：
+15v输出电压负载调整率
-5v输出电压负载调整率
2）变换器的开机输出电压波形
空载开机波形
（ch1：+15v输出电压开机波形；
ch2：-5v输出电压开机波形）
满载开机波形
（ch1：+15v输出电压开机波形；
ch2：-5v输出电压开机波形）
3）sw引脚的电压电流波形：
图6 sw引脚电压电流波形
通过测试结果和实验波形可以看到，变换器工作在欠谐振状态，在输入源稳定、输出功率3.6w的情况下，保持高效率和电压精度工作。
4 补充-开关管驱动功率的计算
隔离电源的输出功率取决于开关管驱动电路所需的功率大小。这一部分对开关管所需的驱动功率计算进行简要补充介绍。
开关管的驱动是通过驱动电压信号对开关管的栅极（门极）结电容充放电进行的。对于驱动功率的计算，可以采用下公式进行：
其中， 为负载开关产生的动态损耗； 为隔离电源在驱动芯片输出级的静态损耗。 qg为开关管的栅极（门极）电荷，可在规格书中获得； vg为驱动电压的压差，若以+15v/-5v作为开关管的驱动电压，那么vg为20v；fsw为开关管的工作频率。
以一款igbt（f3l300r12mt4_b22）为例：
从数据手册中得知qg为2.25 µc，且该igbt工作在10khz。针对驱动芯片输出级的静态损耗，以 单通道隔离驱动ucc5350为例，规格书icc为1.1ma，最终算得所需的驱动功率为：
若该igbt应用在三相六开关逆变器中，设计一组三路输出的隔离电源对上管的隔离驱动进行供电，则所设计的隔离电源总输出功率应大于1.416w（0.472w*3）。
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由于系统的可靠性、冗余性等问题，集中式控制的供电架构逐渐向分布式开环方法发展。开环控制，如50%占空比的推挽结构被广泛的使用在提供隔离供电的场景中。然而副边的高dv/dt会通过变压器原副边的寄生电容耦合到原边，产生噪声，甚至影响原边控制器的工作。若想减小变压器原副边的寄生电容，可采用增大变压器原副边的距离或使用变压器槽式结构的方法。然而这会使得变压器的漏感变大。漏感的增加会产生电压尖峰使得开关管的应力增大，同时漏感的能量会造成较大的功率损耗，影响电源的效率。为了在不降低系统性能的情况下，使用更小寄生电容，更大漏感的变压器，可以利用llc谐振变换器。在这种隔离拓扑中，当变压器的漏感较大，谐振电容可以对其进行补偿。
ti最新发布的ucc25800-q1开环llc变压器驱动控制芯片集成了半桥功率电路、控制电路、保护电路以简化隔离电源的设计。上文所叙述的llc谐振变换器相对其他隔离电源方案的优点可以通过该控制器来实现，可以最大程度的减小由高速开关器件所产生的emi噪声。并且由于llc拓扑本身所独有的软开关特性，也会使得整个变换器的噪声减小、效率提高。
1 ucc25800-q1简要介绍
ucc25800-q1是一款开环llc驱动器，内部整合了半桥功率电路（含mos驱动），控制电路，保护电路等。除了上文所述对变压器漏感进行补偿及变压器原副边传导噪声减小之外，这款控制芯片中的软起动功能也显著减小了变换器开机时的冲击电流。除此之外，ucc25800-q1的特点如下：
9~34v的输入电压范围
极低的emi
24v输入时最大6w的输出功率
通过外部电阻可设置100khz~1.2mhz开关频率，也可通过外部同步
可设置最大死区时间
输入过压、欠压保护，输出过流保护（保护阈值可调整），芯片过温保护
控制ic可被外部关断
系统智能故障代码输出功能
8引脚dgn封装
ucc25800-q1的引脚功能及简要介绍如下：
引脚 引脚功能 备注
sync 外部同步时钟信号输入 当使用这一引脚进行同步时，控制器内部半桥逆变mos的驱动信号在sync引脚电压的上升沿产生，所以开关频率为同步信号频率的一半。当不使用该功能时，该引脚可以对地接任意电阻或直接开路均可。
控制器关断引脚（低电平时关断）及故障代码输出引脚 可通过该引脚查看变换器的故障信息。
vreg 参考电压输出引脚（5v） 该引脚输出端与gnd之间去耦电容布局布线应使得整个回路尽可能的短。
oc/dt 该引脚用来配置变换器中半桥电路的最大死区时间和过流保护阈值 配置方法见下文。
vcc 变换器和控制芯片的供电引脚。 该引脚与gnd之间的滤波电容的布局布线应使得回路尽可能短，以提高效率、减小emi噪声。
sw 半桥电路的输出引脚
gnd 变换器和控制器的gnd引脚
rt 变换器开关频率配置引脚 变换器开关频率的具体配置方法见下文。
2 基于ucc25800-q1的典型设计参考
在这一部分中，为了方便进行具体的讲解，本节以基于ucc25800-q1的一款隔离电源设计为例，对芯片外围元器件参数和系统参数选取进行详细说明。本电源设计的参数指标如下：
开关频率1mhz;
输入电压+15v，单路输入，三路隔离输出;
输出电压+15v/-5v;
单路输出功率2w;
电路副边使用的是倍压整流方式，这种整流方式常见于高电压低电流的应用场景中。整个电路的拓扑如图2所示，其中lm是变压器的励磁电感，lr为变压器的等效漏感，利用倍压整流的电容对漏感进行谐振。半桥电路的输出电压幅值为0.5*vin，经过倍压后电压幅值翻倍。当考虑整流二极管的导通压降（vf）之后，整个变换器的直流增益可以用以下公式来计算：
图2 llc谐振变换器
2.1频率的设置（sync引脚和rt引脚）
跟据llc谐振变换器的直流增益特性可以将其分为三个工作区域，如图3所示。在这张图中，横轴是以谐振频率为基准的开关频率的标幺值，竖轴时电路的电压增益。
图3 llc的直流特性曲线
当llc谐振变换器的开关频率fsw设置在不同数值时，变换器的工作状态也不同（图中的fr为变换器中cr与lr串联谐振的谐振频率，frp为cr与lr、lm三者共同串联谐振时的谐振频率）：
当工作在区域1和区域2时，变换器的输入阻抗为感性，半桥电路的mosfet工作在zvs（零电压开关）区域。当变换器的开关频率大于fr时，副边的二极管工作在电流连续模式，不能实现zcs （零电流开关），会产生反向恢复损耗。
当工作在区域3时，变换器的输入阻抗为容性，半桥电路的mosfet工作在zcs区域。当mosfet实现zcs时，损耗会比zvs要大一些。
当利用ucc25800-q1进行变换器的设计时，无论是采用外部同步信号还是rt引脚电阻在芯片内部设置频率，开关频率应设计为谐振频率的90%。
开关频率的设置有两种情况，有外部同步信号（sync引脚）和无外部同步信号两种。
当无外部同步信号时，变换器的开关频率通过rt引脚的电阻进行设置。开关频率为fsw=rrt*10hz/Ω。如果该引脚开路或者电阻值超过100kω，系统会在默认的1.2mhz下工作。
当有外部同步信号时，在1.5ms的软启动进程中，外部的同步信号被忽略。当软启动结束之后，如果该满足一定的频率范围（rt管脚电阻所设置频率的2.3倍到2.6倍），变换器则应用该信号进行工作。若同步信号的频率不在范围之内，则使用rt引脚的设置的开关频率来进行工作。
若要制作一固定输出的llc谐振变换器，可直接通过rt引脚设置一固定开关频率。再针对变压器的漏感值选取相应参数的谐振电容。若想通过sync引脚的外部输入方波同步信号进行同步，则外部输入的频率应在rt引脚配置的频率范围。，若在设计、调试的过程中需要进行有效的调频调压，应选用励磁电感与漏感的比值lp/ls较小的变压器，使获得相同增益的频率变化范围变窄。
设计示例：
所设计的隔离电源的开关频率是1mhz，通过rt引脚实现对变换器的频率进行配置。此时则可将sync引脚开路。理论上rrt应为100kΩ，实际应用中我们使用97.6kΩ。电路原理图见图5。
2.2 变换器最大死区时间、过流保护点设置（oc/dt引脚）
变换器最大死区时间设置：
半桥电路同一桥臂的两开关管之间应设置一死区时间，避免电路直通过流。同时，llc谐振变换器中开关管的漏源极间的寄生电容在死区时间内被充分放电，实现有效的zvs，减小损耗和emi噪声。
该引脚对最大死区时间进行设置是通过设置该点的电压进行的。通常我们可以选择开关周期的5%~10%作为最大死区时间。
在一定范围内的最大死区时间可以按照如下公式进行配置：
dtmax=150ns*v/(voc/dt-0.9v) (2)
voc/dt=150ns*v/dtmax+0.9v (3)
公式(3)根据所需死区时间来配置外围电路。
其余情况下对应的引脚电压和最大死区时间如下：
oc/dt引脚电压 最大死区时间
<0.5v 触发短路保护，器件关断
0.5v 1.25µs
1v< voc/dt <3.9v 参见手册曲线
3.9v< voc/dt <3.95v 最小值50ns
3.95v< voc/dt 超过范围，器件关断
变换器的过流保护机制：
ucc25800-q1提供两种保护机制：ocp1只对半桥电路下管采样。如果在2ms期间内，下管电流在每个开关周期内都超过过流保护点（iocp），ocp1保护会被触发；ocp2对上下管均采样，当上下管电流超过5倍iocp过流保护点，长于100ns时，ocp2 保护被触发。
除此之外，软启动期间，ocp1被禁止，ocp2的门限被固定在5*iocpmax（5a）。软启动之后，ocp1开始启用，门限为iocp。ocp2的门限变为为5*iocp。这里的iocp可以由用户自行配置。当ocp1或ocp2被触发后，控制芯片的关断时间等机制详见手册图12-9、图12-10。
变换器的过流保护点配置：
ucc25800-q1 oc/dt引脚内部有一50µa直流源。该直流源用于设置iocp的大小，通过配置oc/dt引脚外的戴维南等效电阻来完成。具体配置关系见下表所示：
根据表1设置rth（该电阻为引脚上/下分压电阻的并联，即上文所述的戴维南等效电阻）。再根据最大死区时间（引脚复用），可计算出具体的上/下分压电阻值。
设计示例：
本设计中，变换器开关周期为1000ns，最大死区时间为开关周期的5%~10%，则该引脚电压应为3.9v左右。其次，三路输出均为20v/1.2w，则输出电流为3*1.2w/20v=180ma，要设置电路的过流保护，需计算 ucc25800-q1的sw引脚的输出电流，计算过程如下：
倍压整流副边电流的有效值为irms-s=π*ioc/1.414=399.92ma；
原边电流的有效值为irms-p=irms-s*1.5=599.88ma；
原边电流的峰值为ipkp=599.88ma*1.414=848.36ma；
将原边电流峰值预留30%~50%的裕量，电流保护门限为1102.4ma~1272ma，超过1a，故ocp setting为ocp1_6，rth应介于2.45kΩ到2.55kΩ之间。最终经过计算，选取上分压电阻为3.24 kΩ，下分压电阻为12.4kΩ，原理图见图5。
2.3 主电路设计参考：
2.3.1变压器的选型
根据输入输出电压确定匝比
根据功率等级、原副边电流额定电流选取变压器
根据频率选取磁材料
根据变压器的伏微秒乘积选取磁芯
在变压器的选型中尽量选取原副边之间的耦合电容较小的槽式变压器，可尽量减小噪声的传导。其他电路元件选型将同变压器一起在参考设计中讲述。
变压器选型参考：
本例中，变压器匝比为15v/(20v+1v)，其中1v约为两个肖特基二极管的压降，理论匝比为1:1.4。原副边电流峰值分别为848ma、565ma，变压器原边的伏微秒乘积为1.875v· s最终选取的变压器为wuerth elektronik公司的760301107，其匝比为1:1.5，伏微秒乘积为40.8v· s，变压器的具体参数详见手册。
2.3.2谐振电容的选取
llc谐振变换器应工作在欠谐振状态，故谐振频率可设定为1.1~1.15倍的开关频率，再根据cr和lr的串联谐振去计算cr的值。可参考下式进行：
开关频率1mhz，谐振频率应在1.1mhz~1.15mhz之间。变压器的漏感为2.9uh，最终计算得cr应在6.6nf~7.22nf。倍压整流中两电容分别为3.3nf~3.61nf， 为谐振电容的一半。最终选取的电容为grm216r71h332ka01d，3.3nf。
2.3.3平衡电阻的添加
半桥逆变电路的电容两端应并联平衡电阻，使得变换器工作时电容的均压能力变强，也避免芯片在有vcc供电，而长时间关断之后启动时出现暂态电流冲击触发过流保护。本例中在串联的两电容两端均并联100kω的电阻。
2.3.4整流二极管的选取
整流二极管除了考虑耐压等级、通流能力外，还应针对开关频率选取肖特基二极管。本例中选取的为pmeg6010cegwj。
2.3.5负压的产生
在设计背景下，需要15v/-5v两路输出，将电压分为两路有如下几种方式供参考：
图4 分离单路输出为两路方案
本例中采用第一种方式对输出进行分离，选取一5.1v的稳压管产生负压。若需要高稳压精度，可以采用2或3方式。方式2在负压端添加一电压基准可实现负压稳压。方式3中在负压端采用电压基准的情况下，在正压端添加一线性稳压电路实现对正端的稳压。
3 参考设计原理图及测试结果
3.1 参考设计原理图
参考设计的原理图见图5所示：
图5 参考设计原理图
3.2 设计结果及分析
1) 输出电压调整率及效率
输入电压(v) 输入电流(ma) 输出正电压 正电压输出精度 正电压负载电流(ma) 输出负电压 负电压输出精度 负电压负载电流 (ma) 效率
15 286 14.56 -2.93% 55.6 -5.1482 2.96% 52.9 75.66%
15 265 14.836 -1.09% 50.2 -5.1514 3.03% 48.2 74.95%
15 244 15.097 0.65% 45.4 -5.1577 3.15% 43.3 74.49%
15 220 15.396 2.64% 38.8 -5.1577 3.15% 38.2 72.22%
15 198 15.682 4.55% 34.2 -5.1556 3.11% 33 71.36%
15 158 16.242 8.28% 25 -5.1647 3.29% 23.3 66.63%
负载调整率曲线：
+15v输出电压负载调整率
-5v输出电压负载调整率
2）变换器的开机输出电压波形
空载开机波形
（ch1：+15v输出电压开机波形；
ch2：-5v输出电压开机波形）
满载开机波形
（ch1：+15v输出电压开机波形；
ch2：-5v输出电压开机波形）
3）sw引脚的电压电流波形：
图6 sw引脚电压电流波形
通过测试结果和实验波形可以看到，变换器工作在欠谐振状态，在输入源稳定、输出功率3.6w的情况下，保持高效率和电压精度工作。
4 补充-开关管驱动功率的计算
隔离电源的输出功率取决于开关管驱动电路所需的功率大小。这一部分对开关管所需的驱动功率计算进行简要补充介绍。
开关管的驱动是通过驱动电压信号对开关管的栅极（门极）结电容充放电进行的。对于驱动功率的计算，可以采用下公式进行：
其中， 为负载开关产生的动态损耗； 为隔离电源在驱动芯片输出级的静态损耗。 qg为开关管的栅极（门极）电荷，可在规格书中获得； vg为驱动电压的压差，若以+15v/-5v作为开关管的驱动电压，那么vg为20v；fsw为开关管的工作频率。
以一款igbt（f3l300r12mt4_b22）为例：
从数据手册中得知qg为2.25 µc，且该igbt工作在10khz。针对驱动芯片输出级的静态损耗，以 单通道隔离驱动ucc5350为例，规格书icc为1.1ma，最终算得所需的驱动功率为：
若该igbt应用在三相六开关逆变器中，设计一组三路输出的隔离电源对上管的隔离驱动进行供电，则所设计的隔离电源总输出功率应大于1.416w（0.472w*3）。
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