一种基于TMS320LF2407的并网逆变器控制策略
一种基于tms320lf2407的并网逆变器控制策略
在分析倍频式spwm并网逆变器电压相量图的基础上，提出了一种基于tms320lf2407dsp芯片作为控制器的并网逆变器实现方案。该方案实现简单，控制方便，相关的实验波形验证了该方案的正确性。
关键词：逆变器；控制策略；电压相量图；数字信号处理器
0 引言 为了解决即将到来的能源危机，开发绿色的、可持续的新型能源已成为近年来的研究焦点。其中，能馈系统和光伏系统的研究与设计已取得一定成绩，而并网逆变器（又称有源逆变器）作为它们与电网的接入口，扮演着极重要的角色。本文介绍一种采用ti公司tms320lf2407dsp芯片实现的电压型单相全桥并网逆变器，该逆变器基于电压相量图的间接电流控制，输出为单位功率因数，而且确保了其能量只能从逆变器到电网的单向流动，从而避免了能量倒灌带来的逆变器功率器件的损坏。该方案控制简单，稳定性好，具有较好的应用效果。 1 控制策略及其实现 1.1 并网逆变器主电路 图1为并网逆变器主电路框图。图中，高压直流一般由低压直流（例如，光伏系统中的蓄电池组，电子模拟负载系统中的电源模块输出）经过dc/dc升压后得到，幅值在400v左右，且电压波动范围不大。逆变器输出和电网之间的电感l1，用于滤除高次谐波电流，平衡逆变器和电网基波（50hz）之间的电压差，是整个系统控制策略的关键所在。这样的电路结构具有体积小，电流应力小，畸变率小的优点，而且集中控制简单。 图1 并网逆变器的主电路框图 1.2 并网逆变器电压相量图分析 在功率因数为1的条件下，基波电压向量可由图2表示。图中ua为逆变器输出电压的基波有效值，ul为电感l1两端电压的基波有效值，un为电网电压。 图2 ua、ul和un相量图 超前角度β=β1固定不变时，设逆变器工作在p2n2点，送至电网的功率为po，由图2的关系可知，po=unin，ul=inωl1，据三角函数关系有 tanβ1=poωl1/un2（1） 可见，在电感数值和电网电压确定的条件下，依据给定的功率，可以确定超前角度β1，即可以确定逆变器控制信号的相位。 设电网电压在n2点为标准220v，当它降低（从n2到n1）或升高（从n2到n3）时，逆变器的输出电压也随之变化（从p2到p1或从p2到p3），可以保证工作在单位功率因数，当然送出的功率也会变化。由于电网电压波动不大，因此功率变化不会很大。这个调节过程的关系也可以由图2得出 uacosβ1=un（2） 由spwm逆变器有 ua=mud/（3） 式中：m为调制比； ud为逆变器输入侧直流母线电压。 由式（2）和（3）得 m=un/udcosβ1（4） 从而可知，超前角度不变时，根据实时检测到的直流侧电压和电网电压，改变调制比m，可以使得电路在直流母线电压和电网电压波动时，一直工作在单位功率因数。 当β从β1增大到β2时，其它条件不变，功率会随之增大，其变化关系可以由式（1）确定。因此，我们可以通过外围电路设定β值，从而达到功率调节。 1.3 控制单元框图 如图3所示，控制单元上主要是通过外围检测电路和相应的软件算法来实现的。软件的实现在后文中阐述。其中dc/dc的控制与保护部分可以与逆变部分分开，但由于dsp的资源比较丰富，可以利用同一块dsp来处理。 图3 控制单元框图 由于主电路与电网没有隔离，则控制单元须全部与主电路隔离。电网电压的检测可通过工频采样变压器实现，但直流电压的检测相对要困难。这里采用线性光耦来达到采样和隔离的目的，这就要求线性光耦的线性度非常高。采样电路如图4所示。 图4 直流母线电压采样电路 本电路采用til300线性光耦，经采样隔离后的值送至dsp的ad转换通道。由图4所示电路可知，ad采样值vo=k3(r6/r4)vbus，其中k3是光耦的电流传输系数。 电网过零检测主要是利用dsp的cap捕捉单元来实现锁相。以检测到的过零时刻作为基准，控制脉冲超前此基准时刻β角度。过流及电网过大波动的保护是由电流间接控制，为电流开环控制，因此，应根据所需的功率大小以及器件的额定值设好保护点。当发生过流时，通过保护电路封锁逆变控制脉冲，并断开主电路，使逆变器脱离电网。当检测到的电网电压超出波动范围时，也使逆变器停止工作，并给出相应的故障指示信号。 2 软件设计与实现 逆变器的控制方式是在文献[2]中的倍频式spwm基础上，结合dsp的pwm输出特性产生的,如图5所示。实际中，三角波的频率与工频的比值为240，为简单起见，图5中的比值为12。 图5 开关器件的驱动波形和逆变器输出波形 波形生成过程如下：dsp的通用定时器1采用连续增/减计数模式，而且在定时器下溢中断后立即装载比较寄存器cmpr1和cmpr2的值，cmpr1决定ug1和ug4，cmpr2决定ug3和ug2。在dsp的数据存储区有一90°的正弦表，对应360个点，此表作相应调整可以产生90°～360°的正弦值，而装载值是在每个三角波中心时刻所对应的正弦值。 在一个工频周期，定时器1产生240次下溢中断，设第m次中断时装载的值对应正弦表中第k个值，在4个不同的象限时，m和k的关系如下： k=（5） m的初值决定图2中超前角度β的大小。例如，m=0表示β=0；m=4，则表示β=6°，因此，我们可以通过改变m的初值实现功率调节。市电过零检测对应的cap捕捉中断子程序中设定所需的m初始值。 由图6可以看出，在0～180°之间，cmpr1在m为偶数时装载查表所得值，pwm输出产生跳变，而在m为奇数时装载大于周期寄存器里面的值，使之不产生跳变；cmpr2与之相反，在180°～360°之间时，cmpr1和cmpr2的装载情况刚好与前面相反。这就带来在180°和240°时存在输出方式的变换，如在m=120(即180°)时，ug1由低有效变为强制低，而当m=121后，全部是高有效。而ug3在m=120时先强制低，紧接着高有效。这需要作特别处理。 图6 定时器中断子程序流程图 由于调制比m随着直流母线电压和电网电压的波动而改变，所以，通过查表结果装载到cmpr1和cmpr2的值还必须乘以m的值。 3 实验波形 结合上述控制策略，设计了一台输出功率为2kw的并网逆变器，400v的直流电压由一直流模块提供，功率管采用富士电机的1mbh60d-100型号的igbt，l1为5mh。图7（a）是电网电压和逆变器输出电流波形（为了便于观看，电流信号反相），图7（b）是电感上的电压波形。 （a）un与－il1波形 （b）ul1波形 图7 实验实测波形 4 结语 逆变器可以很好地工作在单位功率因数的工况下，而且在电网波动和直流侧波动时具有很好的稳定性。此控制方法具有控制简单，电流畸变小的优点，具有一定的应用前景。
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打造数字化智慧教室，需要配备哪些设备？
电机轴承发热和损毁的原因
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测温电缆由温度传感器、导线、抗拉钢丝绳和护套组成
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0 引言 为了解决即将到来的能源危机，开发绿色的、可持续的新型能源已成为近年来的研究焦点。其中，能馈系统和光伏系统的研究与设计已取得一定成绩，而并网逆变器（又称有源逆变器）作为它们与电网的接入口，扮演着极重要的角色。本文介绍一种采用ti公司tms320lf2407dsp芯片实现的电压型单相全桥并网逆变器，该逆变器基于电压相量图的间接电流控制，输出为单位功率因数，而且确保了其能量只能从逆变器到电网的单向流动，从而避免了能量倒灌带来的逆变器功率器件的损坏。该方案控制简单，稳定性好，具有较好的应用效果。 1 控制策略及其实现 1.1 并网逆变器主电路 图1为并网逆变器主电路框图。图中，高压直流一般由低压直流（例如，光伏系统中的蓄电池组，电子模拟负载系统中的电源模块输出）经过dc/dc升压后得到，幅值在400v左右，且电压波动范围不大。逆变器输出和电网之间的电感l1，用于滤除高次谐波电流，平衡逆变器和电网基波（50hz）之间的电压差，是整个系统控制策略的关键所在。这样的电路结构具有体积小，电流应力小，畸变率小的优点，而且集中控制简单。 图1 并网逆变器的主电路框图 1.2 并网逆变器电压相量图分析 在功率因数为1的条件下，基波电压向量可由图2表示。图中ua为逆变器输出电压的基波有效值，ul为电感l1两端电压的基波有效值，un为电网电压。 图2 ua、ul和un相量图 超前角度β=β1固定不变时，设逆变器工作在p2n2点，送至电网的功率为po，由图2的关系可知，po=unin，ul=inωl1，据三角函数关系有 tanβ1=poωl1/un2（1） 可见，在电感数值和电网电压确定的条件下，依据给定的功率，可以确定超前角度β1，即可以确定逆变器控制信号的相位。 设电网电压在n2点为标准220v，当它降低（从n2到n1）或升高（从n2到n3）时，逆变器的输出电压也随之变化（从p2到p1或从p2到p3），可以保证工作在单位功率因数，当然送出的功率也会变化。由于电网电压波动不大，因此功率变化不会很大。这个调节过程的关系也可以由图2得出 uacosβ1=un（2） 由spwm逆变器有 ua=mud/（3） 式中：m为调制比； ud为逆变器输入侧直流母线电压。 由式（2）和（3）得 m=un/udcosβ1（4） 从而可知，超前角度不变时，根据实时检测到的直流侧电压和电网电压，改变调制比m，可以使得电路在直流母线电压和电网电压波动时，一直工作在单位功率因数。 当β从β1增大到β2时，其它条件不变，功率会随之增大，其变化关系可以由式（1）确定。因此，我们可以通过外围电路设定β值，从而达到功率调节。 1.3 控制单元框图 如图3所示，控制单元上主要是通过外围检测电路和相应的软件算法来实现的。软件的实现在后文中阐述。其中dc/dc的控制与保护部分可以与逆变部分分开，但由于dsp的资源比较丰富，可以利用同一块dsp来处理。 图3 控制单元框图 由于主电路与电网没有隔离，则控制单元须全部与主电路隔离。电网电压的检测可通过工频采样变压器实现，但直流电压的检测相对要困难。这里采用线性光耦来达到采样和隔离的目的，这就要求线性光耦的线性度非常高。采样电路如图4所示。 图4 直流母线电压采样电路 本电路采用til300线性光耦，经采样隔离后的值送至dsp的ad转换通道。由图4所示电路可知，ad采样值vo=k3(r6/r4)vbus，其中k3是光耦的电流传输系数。 电网过零检测主要是利用dsp的cap捕捉单元来实现锁相。以检测到的过零时刻作为基准，控制脉冲超前此基准时刻β角度。过流及电网过大波动的保护是由电流间接控制，为电流开环控制，因此，应根据所需的功率大小以及器件的额定值设好保护点。当发生过流时，通过保护电路封锁逆变控制脉冲，并断开主电路，使逆变器脱离电网。当检测到的电网电压超出波动范围时，也使逆变器停止工作，并给出相应的故障指示信号。 2 软件设计与实现 逆变器的控制方式是在文献[2]中的倍频式spwm基础上，结合dsp的pwm输出特性产生的,如图5所示。实际中，三角波的频率与工频的比值为240，为简单起见，图5中的比值为12。 图5 开关器件的驱动波形和逆变器输出波形 波形生成过程如下：dsp的通用定时器1采用连续增/减计数模式，而且在定时器下溢中断后立即装载比较寄存器cmpr1和cmpr2的值，cmpr1决定ug1和ug4，cmpr2决定ug3和ug2。在dsp的数据存储区有一90°的正弦表，对应360个点，此表作相应调整可以产生90°～360°的正弦值，而装载值是在每个三角波中心时刻所对应的正弦值。 在一个工频周期，定时器1产生240次下溢中断，设第m次中断时装载的值对应正弦表中第k个值，在4个不同的象限时，m和k的关系如下： k=（5） m的初值决定图2中超前角度β的大小。例如，m=0表示β=0；m=4，则表示β=6°，因此，我们可以通过改变m的初值实现功率调节。市电过零检测对应的cap捕捉中断子程序中设定所需的m初始值。 由图6可以看出，在0～180°之间，cmpr1在m为偶数时装载查表所得值，pwm输出产生跳变，而在m为奇数时装载大于周期寄存器里面的值，使之不产生跳变；cmpr2与之相反，在180°～360°之间时，cmpr1和cmpr2的装载情况刚好与前面相反。这就带来在180°和240°时存在输出方式的变换，如在m=120(即180°)时，ug1由低有效变为强制低，而当m=121后，全部是高有效。而ug3在m=120时先强制低，紧接着高有效。这需要作特别处理。 图6 定时器中断子程序流程图 由于调制比m随着直流母线电压和电网电压的波动而改变，所以，通过查表结果装载到cmpr1和cmpr2的值还必须乘以m的值。 3 实验波形 结合上述控制策略，设计了一台输出功率为2kw的并网逆变器，400v的直流电压由一直流模块提供，功率管采用富士电机的1mbh60d-100型号的igbt，l1为5mh。图7（a）是电网电压和逆变器输出电流波形（为了便于观看，电流信号反相），图7（b）是电感上的电压波形。 （a）un与－il1波形 （b）ul1波形 图7 实验实测波形 4 结语 逆变器可以很好地工作在单位功率因数的工况下，而且在电网波动和直流侧波动时具有很好的稳定性。此控制方法具有控制简单，电流畸变小的优点，具有一定的应用前景。
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